JPS5842665B2 - エコ−・順方向一体等化装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、共通信号路の全帯域幅で同時に両方向の信号
伝送を行なうための送信部と受信部の両方ヲ持つディジ
タルデータ伝送方式のためのエコー・順方向一体等化装
置に関する。

現在の高速データ通信トラヒックの多くは両方向同時に
実行される。

すなわちトラヒックは全二重である。

２４００ビット／秒以下のデータ速度では３００〜３０
００Ｈｚの音声帯域を半分に分割して各々の半分で特定
の伝送方向の伝送を行なって等化な４線式伝送路を形成
することができる。

２４００ビット／秒以上のデータ速度では現在では二つ
の物理的に分れた音声帯域の２線式伝送路を必要とする
。

もし２点間の両方向高速同時通信が単一の２線式回線の
全帯域を用いて実現できれば、大幅なコストの節約が可
能である。

さらにデータ通信の使用者がターン・アラウンド時間を
零にすることによって利益を受けるときには、公衆市外
即時（ＤＤＤ）交換網で両方向同時通信の機能を持たせ
ることは有利である。

現在の方法では半二重ＤＤＤ伝送回線で伝送方向を切替
えるには組込まれたエコー・サプレッサを消勢するため
に時間を要する。

現在までは二線式伝送回線で全二重データ伝送を行なう
には利用できる伝送帯域を別々の部分に分け、各々を予
め定めた方向に専用に利用する。

この帯域分割法は実現可能であって実現はかなり単純で
あるが次のような欠点を持っている。

（１）画伝送方向のデータ速度の和は与えられたチャネ
ルが半二重モードで動作する場合の一方向のデータ速度
より小さいが、高々等しいにすぎない。

（２）各々の送信器はその通信チャネル・送信端なのか
受信端なのかに応じて異る周波数帯域を使用する。

このために装置を重複して設ける必要があり、伝送プロ
トコルすなわち始動ルーチンが複雑化する。

長距離の市外電話装置にはエコー・サプレッサが設けら
れており、これ＆ｄ［方向トラヒックが装置を捕捉した
ときには逆方向のトラヒックを抑圧するように設計され
ている。

トラヒックの方向を逆転するときには、エコーサプレッ
サの一組を消勢して他方の組を起動しなげればならな鴇
従ってすべてのエコーサプレッサを消勢する特別の装置
を使用しなげれば両方向の同時トラヒックを伝送するこ
とはできない。

全二重の音声回線を使用するモデムではこのような装置
が普通に使用されている。

音声通信の場合には両方の加入者が同時に話をするとい
うことをま通常者えられない。

同一の周波数帯域内の両方向同時通信の場合には、局部
送信信号を遠隔地から受信した通常の弱い信号から分離
することは必須である。

変圧器を使用したり、あるいは使用しないで実現できる
ハイブリッド回路網あるいはブリッジ回路はこの分離を
行なうための周知の標準装置となっている。

このような回路で＋３完全な分離を行なうためには二線
式線路のインピーダンスに等しい終端インピーダンスを
使用しなげればならない。

このインピーダンスの複素の周波数依存性のある性質の
ために、受動回路を使用したのでは実際には近似的な補
償しかできない。

ハイブリットの直接の電流漏れと遠方のインピーダンス
不整合によって反射される信号によって生ずる遅れたエ
コーのために、送信信号成分と受信された遠方からの信
号の間には干渉が生ずることになる。

米国特許第３５０００００では、アナログ装置を用いた
トランスバーサルフィルタによる適応エコーキャンセラ
が実現されている。

このエコーキャンセラでは４線のハイブリッド回路に到
来したアナログ信号の一部が調整可能なタップ利得を持
つトランスバーサルフィルタを通過してハイブリッド回
路からの白信号から減算される相殺信号を合成する。

この結果として得られる白信号はクリップされてトラン
スバーサルフィルタのタップに現われる。

到来信号のサンプルの系列と相関がとられて、トランス
バーサルフィルタの重み付は計数すなわちタップ利得を
求めるための制御信号を形成する。

ベルシステムテクニカルジャーナル誌（第４５巻 １９
６６年頁１８４７〜１８５０）のＦ、に、ベツカ、Ｈ，
Ｒ，ラブインの「エコー抑圧の問題のための自動トラン
スバーサルフィルタの応用」と題する論文には同様の装
置が示されている。

適応エコーサプレッサとしてトランスバーサルフィルタ
を実際に実現した結果はｖ、Ｇ、コル、Ｓ、Ｂ、ワイン
スタインの■、Ｅ、Ｅ、Ｅ、トランザクション オン
コミュニケーション（ＣＯＭ２１巻第２号 １９７３年
頁１４３〜１４７）の「２線式回線による同時両方向デ
ータ伝送」と題する論文に述べられている。

上述したトランスバーサルフィルタ構造のエコーキャン
セラでは、原理的には伝送される信号はアナログ的性質
を持つものと考えられるから、伝送されるメツセージ信
号中に存在する最高の周波数の２倍の逆数に等しい間隔
を持ったタップが必要である。

４０００ Ｈｚの代表的な音声帯域では予期されるエコ
ーの遅れの間、ミリ秒ごとに８個のタップが必要となる
ことになる。

この時間はナイキスト間隔と呼ばれ、与えられる最高の
周波数の２倍の逆数の関係で伝送される信号と関連して
いる ′ □ このような方式では、データ送受信器の受信部の出力に
得られる誤差信号の制御によって、伝送されるべきベー
スバンドデータのサンプルから変調してハイブリッド回
路網に与える前に、ナイキスト間隔ではなく、ボー間隔
のタップを持つトランスバーサルフィルタによって、エ
コー相殺信号が合成される。

本発明に従えば、上述した問題は遠隔の端末との間の共
通信号路を伝送される間に信号に固有に生ずるシンボル
間干渉を補償した出力信号を生ずるための受信部におけ
る第１の調整可能な信号処理装置と、該送信部のデータ
源に接続された入力と該第１の信号処理装置からの出力
と減算関係で接続された出力とを有し該受信部に対して
漏洩を有する送信部によって送信される信号のエコーを
補償する第２の調整可能な信号処理装置と、該受信部の
出力における量子化された出力と実際の出力の差に応動
して第１と第２の信号処理装置の一体制御信号を発生す
る手段とを含むディジタルデータ伝送方式のエコー・順
方向一体等化装置によって解決される。

本発明に従えば、二線式伝送装置を利用して全帯域の両
方向２線式ディジタルデータ伝送を行なうために二線式
伝送装置からハイブリッド回路を通して受信された遠方
からの入来データ信号は等化され、同時に局地的に発生
する出のデータ信号によって生ずる望ましくないエコー
成分は実質的に相殺される。

入来データ信号はエコー相殺信号を与える前にボー間隔
で設けたタップを持つトランスバーサル構造によって等
化される。

エコー相殺信号は伝送装置の通過帯域に変調する前に出
のデータ信号のボー間隔のサンプルから合成される。

量子化していない受信出力と量子化した受信出力の間の
二乗平均の差を最小化する条件にもとすく共通判定用誤
差信号は夫々の等化器およびエコー相殺用トランスバー
サル構造の各タップにおける信号と相関がとられる。

図示の一実施例においては、すべての動作はベースバン
ドで、すなわち零周波数から延びる周波数帯域で実行さ
れる。

この実施例に含まれているのは白信号と入来信号の間の
生じ得る位相差を補償するためのエラスティックバッフ
ァである。

他の図示の実施例においては、動作は通過帯域すなわち
搬送波周波数に関連して直流成分を含まない周波数帯域
で動作が行なわれる。

この実施例では、エコー相殺信号はベースバンドで合成
さｈるが、等化された受信信号と組合せる前に通過帯域
に変換される。

これと同時に適切な受信器で復調される前に受信信号に
対して順方向等化が行なわれる。

送信信号と受信信号の間の位相差もまた通過帯域の実施
例では補償される。

通過帯域の実施例では、相殺信号を変調の前あるいは後
で等化された受信信号と組合わせてもよい。

本発明の特徴にはエコー等化器の結合適応調整と更新そ
れにボー周波数方式の順方向受信チャンネル等化；ボー
周波数サンプル値を用いたディジタル実現；エコーによ
び順方向等化の両方の調整による受信出力サンプルの平
均二乗誤差最小化の共通条件；残留エコーと受信信号の
線形結合を両方の等化量のタップ利得係数に関連して平
均二乗誤差の結合凸特性を実現するためのデータ判定の
目的でデータ受信器に印加することにある。

第１図は両方向データ伝送を同時に設定するために各端
末にエコー・キャンセラを持つ全二重二線式ディジタル
データ伝送方式を示す。

第１図のシステムはタップがボー間隔で設けられていル
前に述べた従来技術のシステムである。

第１図は二線式伝送媒体１０で接続された東側と西側の
データ端末を示している。

東側の端末はベースバンドデータ源頃、東側の送信器２
３、東側のハイブリッド２５、東側の受信器２７受信さ
れたベースバンドデータシーケンスへを回復するための
データ回復回路２８、東側のデータシンク２９、トラン
スバーサルフィルタ２４および差回路２６を含んでいる
。

同様に西側の端末はベースバンドデータ系列ａｋを与え
る西側のデータ源１１．西側の送信器１３、西側のノ・
イブリッド１５、西側の受信器１７、受信ベースバンド
データ系列置ｋを回復するためのデータ回復回路１８西
側ノテータシンク１９、トランスバーサルフィルタ１４
および差回路１６を含んでいる。

トランスバーサルフィルタ１４および２４が存在しない
ときには、西側のデータ源１１は東側のデータ源２１と
交互にそれぞれ東側のデータシンク２９および西側のデ
ータシンク１９にそれぞれ全帯域のデータ系列ａｋおよ
びｂｋを伝送できるだけである。

従来全二重の全帯域データ伝送が実際に行なわれていな
かった理由は原理的にはハイブリッド回路網１．５およ
び２５が、呼びごとに変化し、しかもある呼びの間にす
ら変化することがあるような線路に対する整合をとるの
に完全なインピーダンス整合がとれなかったためである
。

ハイブリッド回路の整合が不完全であるために、送信器
からハイブリッド回路を通って比較的大きな信号が漏れ
ることになり、これが比較的弱い受信信号と干渉するこ
とになる。

先に提案されているように、形成されたあるいは変調さ
れた送信器出力に応動するトランスバーサルフィルタは
相殺信号を発生するためにハイブリッド回路の漏洩路に
並列に直接設けられている。

先に引用したシステムではこれを改良してタップをボー
間隔で設け、トランスバーサルフィルタがノ・イブリッ
ド回路網に与えられたＰ波されたあるいは変調されたデ
ータではなく、ベースバンド源データのボー間隔のサン
プルに応動するようにし、またタップ利得調整のための
誤差信号を量子化された受信器出力データから得ている
。

この改良によって、相殺信号を合成するトランスバーサ
ル構造に必要となるタップの数は大幅に減少する。

第１図は上述したシステムの簡単化されたブロック図で
あり、ここではタップはボー間隔で設けられており、西
側の端末では信号源１１からのベースバンドデータ系列
ａｋが点１２に入来し、送信機１３に与えられて通常の
成形あるいは変調が行なわれて、またトランスバーサル
フィルタ１４にも与えられる。

トランスバーサルフィルタ１４の最も容易に実現できる
形式はトランスバーサル型のものであって、これは系列
ａｋの複数個のエレメントを蓄積して、各タップでその
エレメントに対して調整可能なタッグ利得装置を作用し
て加算し、所望の相殺信号を得るものである。

トランスバーサルフィルタ１４からの相殺信号は送信系
列％と信号源１１で生じたエコー成分とを含む受信到来
信号から減算される。

誤差修正ループにはさらに受信器１７と回復回路１８が
あってアナログ入力とデータ回復回路１８の量子化され
たディジタル出力の間の差である誤差に比例した制御信
号が発生される。

この制御信号はトランスバーサルフィルタ１４のすべて
のタップ出力と相□関が。

とられてこの誤差を最小化するようにタップ利得が調整
される占 東側の端末がデータ系列ｂｋを送信し、データ系列へを
含む到来信号を受信するにも、東側の端末では同様の動
作が行なわれる。

先に述べたシステムではタップはボー間隔で設けられて
いるが、受信信号の振幅および遅延ひずみに関して等化
の問題を特に取扱かつてはいない。

しかしながら２４００ビット／秒以上のデータ速度の場
合には受信機に等化量ｆｒ’ｙＢ要であると推定してよ
いタップがボー間隔で設けられている上述したシステム
全体とは矛盾せずに受信機そのものの中で順方向等化が
可能である。

すなわち、等化は受信信号からエコー相殺信号が減算さ
れた後で可能である。

この構成を研究して見ると共通の誤差信号からトランス
バーサルフィルタと順方向等化の両方に対してタップ利
得装置の調整を行なおうとすると収束の問題で困難が生
ずることがわかる。

等化と相殺用のトランスバーサルフィルタ構造ではエコ
ー相殺が安定に達成させるためには受信ライン信号の等
化が達成されている必要があることがわかる。

第２図はベースバンド周波数において順方向とエコーの
等化を行なうために本発明に従って変型されたデータ伝
送方式の１個の端末を示している。

正確に整合した端末が２線式線路４０の他端に設けられ
ているものとする。

第２図は第１図とは異って受信機は順方向等化量３８、
量子化回路４１、誤差比較器４２、組合せ回路３６、デ
ータシンク３９、タイミング回復回路３７を含むものと
して明確に示しである。

第２図にはさらにトランスバーサルフィルタ３４が接続
点３２からエラスティックバッファ４４を通してデータ
源３１に接続されており、タイミング源４５がデータ源
３１とトランスバーサルフィルタ３４への人力を制御す
ることが示されている。

送信機３３は点３２とハイブリッド回路網３５０間に挿
入されている。

トランスバーサルフィルタ３４は出のデータ信号の系列
ａｋを受信して量子化回路４１０入力と出力の間の誤差
として誤差比較器４２で得た誤差信号ｅｋの制御下に系
列ａｋの有限個のものに対して線形の操作を実行する。

リード４３上のトランスバーサルフィルタ３４からの出
力系列は組合せ回路３６において順方向等化器３８の出
力ｓｋから減算される。

組合せ回路３６はＪ、Ｇ、グラーメ他の演算増幅器（マ
グロ−ヒル社刊１９７１）の付録Ａの図Ａ３に示される
ような入力と出力の間に抵抗性フィードバックを持った
演算増幅器として実現できる線形加算器である。

これは入力信号の内のひとつの代数的な符号の点以外は
第１図の差増幅器１６．２６と同じ概念である。

グラーメ他の書物ではその第６章で差動増幅器について
詳しく述べている。

タイミング回復回路３７は受信波の負から正への値の変
化に応じて、ベネット他のデータ伝送（マグロ−ヒル社
刊１９６５年）の第１４章に示された原理に従って一定
の周波数のパルス出力を生ずる。

等化量３８はベネット他の本の第１５章に示した、特に
その図１５−３に示した型のトランスバーサル構造を用
いた線形信号処理装置である。

遅延線路には、Ｔをデータ伝送速度の逆数としてＴ秒ご
とのタップが設けられている。

各タップの利得掛算器は各タップの信号値に対して利得
調整された信号の値が信号の信号サンプル時点における
非零成分のないインパルス応答になるように、すなわち
和信号にシンボル間干渉がなくなるように作用を与える
。

タイミング回復回路３７からのタイミングインパルスは
ハイブリッド３５からの到来信号ｒｋが次のタップへ１
タップ進む瞬間を決定する。

実効的に受信信号ｒｋは等化量３８に入ったときにタイ
ミング回復回路３７からのタイミングパルスによってサ
ンプルされる。

誤差信号ｅｋはタップ信号と相関がとられて、掛算器の
調整の大きさと方向が決定される。

トランスバーサルフィルタ３４は等化量３８と同じ構造
を持った線形信号処理装置であって、その掛算器は同じ
誤差信号ｅｋの制御下に調整される。

しかしながら、トランスバーサルフィルタ３４への入力
はまたディスクリートのディジタル形式のままである送
信機３３に供給されるデータ信号ａｋの列である。

データ信号ａｋがトランスバーサルフィルタ３４に入る
データ速度は、タイミング源４５からのタイミングパル
スではなく、リード４６上のタイミング回復回路３７上
の回復されたタイミングパルスである。

実際にはタイミング源４５とタイミング回復回路３１か
らのタイミングパルスには周波数差はないが、位相差が
あることが多い。

２進データの場合には、量子化回路４１は出力ｙｋのあ
る幅を持つ値を、 が第に番目のサンｋ プル時点において零レベルより上にあるか下にあるかに
従って固定した正あるいは負の値のディスクリートなレ
ベルを持つディジタル信号に変換する零レベルスライサ
である。

量子化回路は基本的なアナログ−ディジタル変換器であ
る。

周知のシュミットトリガは量子化回路の一例である。

他の例としてはダイオードＩＪ ミタがある。

誤差比較器４２は、例えば先に引用したグラーメ他の本
の第６章の第６′、１図に示した単一の演算増幅器を用
いた線形差動増幅器であり、これで２通信号が処理され
る。

一方の入力は組合せ回路３６からの出力ｙｋであり、他
方の入力は量子化回路４１の量子化された出力壱にであ
る。

誤差比較器４２の出力はｙｋとｂｋの差である。

多レベルの信号が与えられたときには １９７１年２月
２日のＲ，Ｗ、ラッキーの特許Ｒｅ、 ２７０４７の第
１図に示したデータ回復回路１８を使用できる。

バッファ４４は一方のタイミング手段によって決定され
る周波数で段間に信号を歩進し、他方のタイミング手段
によって決定される若干異った位相で信号を開放する単
純なシフトレジスタである。

この仮定は二つのタイミング波は周波数ではなく、位相
が異るという仮定である。

タイミング源４５は、Ｔをシンボル間の時間間隔である
として１／Ｔのデータシンボル周波数で急激な変化を生
ずるパルス波形の出力列を与えるものである。

音声周波数帯域の伝送ではこの周波数は代表的には１２
００．１８００あるいは２４００ Ｈ２である。

周波数にはよらず、添字ｋ（ま選定された周波数におけ
るに番目のサンプルを表わしている。

１２００Ｈｚのタイミング周波数では、毎秒１２００回
のｋの瞬間がある。

時刻にでとられたすべてのサンプルは、バッファ４４に
よって補償される送信機と受信機の間の位相差を除けば
実質的に同時に生ずるサンプルである。

順方向トランスバーサル等化器３８からの出力系列Ｓｋ
はハイブリッド回路網３５から受信される信号波のサン
プルｒｋの系列を、シンボル間干渉が実質的に除去され
た系列ｓｋを得るように調整可能なタップ利得を持つト
ランスバーサルフィルタを通して形成される線形の系列
である。

信号Ｓｋはトランスバーサルフィルタ３４からの相殺信
号と減算的に組合わされて受信アナログ信号ｙｋを形成
する。

信号ｙｋはひとつあるいはそれ以上の離散的なディジタ
ル信号に関して量子化されて受信データ系列沿にの推定
値を得る。

この系列がデータ端末の顧客部への情報としてデータシ
ンク３９に与えられる。

量子化回路４１へのアナログ人力ｙｋとそのディジタル
出力Ａｂｋの差は誤差比較器４２で求められ、誤差系列
ｅｋとなる。

ここで述べるトランスバーサルフィルタも順方向等化量
も共に線形信号処理装置として分類される。

各ボー間隔で、トランスバーサルフィルタと等化量の各
タップ利得係数はその現在の蓄積されたサンプル（それ
ぞれａｌ（、ｒｋ）と現在の誤差信号ｅｋ との積に比
例するように調整される。

タップ係数の両方の組を調整するのに誤差信号ｅｋをこ
のように使用することによってｅｋの二乗平均値が最小
化されることになる。

端末の動作と適応は以下のようである。

ｋ番のボ一時間でトランスバーサルフィルタと等化量に
そのサンプルが蓄積されたベクトルを□ｋｊｒｋである
とする。

トランスバーサルフィルタと等化量のそのときのタップ
係数の組はそれぞれベクトルＰｋ 、”ｋで表わされる
ものとする。

（下線はベクトルを示している。

このとき、トランスバーサルフィルタの出力は ｆｋ＝ｐｋ ａｋ （１） である。

ここでＴはペルトルの転置を示す。等化量３８の出力は ｓｋ＝ｗｋ ｒｋ （２） であり、組合せ回路３６の出力は ｙｋ＝Ｓｋ−ｆｋ （３） であり、誤差信号は ｅｋ＝ｙｋ−壱ｋ（４） であり、タップ係数は ｐｋ＋ｔ＝ｐｋ＋βｔｅｋａｋ （５ａ）Ｗｋ＋
１−Ｗｋ−β２Ｃｋｒｋ （５ｂ）に従って調整さ
れる。

ここでβ１、β２はステップの大きさを選定するための
係数である。

ここで誤差信号ｅｋのエコー成分によるものがデータ系
列ａｋとのみ相互相関を有するからトランスバーサルフ
ィルタ３４の係数を調節することができ、誤差信号ｅｋ
のインターシンボル干渉成分によるものが２線式線路４
０を介して遠端局からの受信信号系列ｒｋ とのみ相互
相関を有するから等化量３８の係数を調節することがで
きる。

二線式線路４０の東側と西側のシンボル周波数が等しい
とすれば、すなわちシンボル間隔ＴＥ。

Ｔｗが等しく同相であるとすれば、第２図の端末の受信
機は原理的にはキャンセラが存在しないとすれば出力系
列次に生ずるはずのすべてのエコー成分をキャンセラの
記憶装置の範囲内では完全に相殺する。

時間間隔’ｒ、、’ｒｗがあまりちがわないという実際
的な状況を作るために、バッファ４４が点３２及びトラ
ンスバーサルフィルタ３４ノ間に入っており、点３２に
おいてバッファ４４からの出データ系列ａｋはタイミン
グ源４５からのパルス間隔Ｔｗによって決まるクロック
周波数で利用できるようになっている。

バッファ４４の動作はスリップ機能を実行するために、
リード４６を通してタイミング源４５とタイミング回復
回路３７の共同制御の下に実行される。

バッファ４４は先着順動作を行なうエラスティックバッ
ファであってこれをま周波数（１／Ｔｗ）でデータ源３
１から発生した情報を記入する。

これと同じ情報ディジットは・・イブリッド３５を通る
漏洩路を含むエコーチャンネルに入って受信信号系列ｒ
ｋを乱すことになる。

受信信号のサンプルは等化量３８を（１／ＴＦ、）の周
波数で進むようになっている。

シンボル間干渉が実質的に除去された等化器の系列Ｓｋ
は（１／ＴＥ）の周波数で等化量を出て組合せ回路３６
に与えられる。

組合せ回路３６の他方の入力には系列ｆｋすなわちエコ
ー相殺信号が与えられる。

最適エコー相殺のためには、相殺系列ｆｋは等化された
系列ｓｋ と同一のシンボル速度を持つべきであること
は明らかである。

これは送信機のシンボル間隔珈が受信機のシンボル間隔
ＴＥと等しいときに実現される。

バッファ４４はその入力タイミングが周波数１／Ｔｗで
制御され、その出力タイミングが周波数ｌ／ＴＦ、で制
御される多段シフトレジスタを含む。

ＴｗとＴＥが等しいときには、バッファ４４はデータ系
列ａｋに対してトランスペアレントになる。

ＴｗがＴＥより犬なるときにはバッファ４４の書き込み
は読み出しよりおそくなる。

この状況では次の読み出しをスキップ、例えば周波数１
／ＴＥのタイミングパルスを禁止することによって修正
される。

このときトランスバーサルフィルタ３４のタップはひと
つだけ入力に向けて移動することになる。

ＴｏがＴｗより犬なるときには、バッファ４４はあふれ
ることによる。

これを修正するにはトランスバーサルフィルタへの書き
込み間隔ＴｗＯ間にバッファから２回読み出しを行ない
、同時にトランスバーサルフィルタ３４のタップ利得係
数を１タツプだけ右へ、すなわち入力から遠い方へ移す
ことになる。

ＴｗとＴＥの差の代数的符号に応動してこれらのスリッ
プ調整のいずれかを実行することによって、トランスバ
ーサルフィルタの一方でタップ信号の相関を１回分失う
だけで、エコー相殺信号ｆｋと等化され受信信号ｓｋの
間の同期が回復されるのである。

しかしながら実際にはタップの系数値はトランスバーサ
ル構造の端の方では急速に小さくなるので、端の方で係
数が失なわれることに填現できる。

事実端の値は零に近ずくからスリップ動作はほとんど感
じられない。

第３図は等化とエコー相殺を同時に行なうように本発明
に従って修正された２線式伝送チャネルを用いてパスバ
ンド周波数で動作するデータ伝送方式の単一の端末のブ
ロック図である。

二線式線路６０の他端にはこれと全く同一の端末が接続
されているものとする。

第３図のパスバンド端末は第２図と本質的に同一の原理
で動作する。

これはしかしモジュレータ６４，６６、復調器６５およ
び搬送波源６３を有する点がちがっている。

送信機５３はとｔｆは搬送波源６３の出力の制御下にあ
る変調器（明確には示していない）とインパルス応答成
形フィルタとを含んでいる。

搬送波源６３は正弦波出力を生ずる安定な水晶発振器と
して容易に実現でき、送信機５３ではこれをデータ信号
で変調する。

音声周波数の伝送では１２００−３０００Ｈｚの間の搬
送波周波数が用いられて、両側波帯あるいは残留側波帯
の変調が行なわれる。

伝送方式の両方の端末では本質的に同一の搬送波周波数
が使用されるので、搬送波源６３の出力はまた復調器６
５で受信信号をベースバンドに復調するのに使用される
。

さらに、搬送波源６３からの同一の搬送周波数はアップ
ーモシュレータ６４および６６において、ベースバンド
のエコー相殺信号ｆｋと誤差信号ｅｋを受信信号ｒｋの
パスバンドに移すのに使用される。

復調器６５は通常の同期検波器であって、これで組合せ
回路５６からのパスバンドのパルス変調波が搬送波源６
３からの正弦波によって掛算されて、零周波数を中心と
した側波帯を形成する。

これらの側波帯のひとつが、ベースバンドのパルス列ｙ
ｋである。

アップモジュレータ６４．６６は構造としては復調器６
５と同じものである。

しかしながら信号波はベースバンドであり、搬送波源６
３からの正弦波によって掛算されることによって周波数
が上に移動して搬送波の周波数の近くの周波数となる。

もちろん到来受信信号はこれと同じパスバンドにある。

動作に当ってはデータ源５１はタイミング源６５によっ
て決定される間隔Ｔｗで同期データ系列ａｋを発生する
。

点５２に現われるこのデータ系列は送信機５３とバッフ
ァ６１に与えられる。

送信機５３は搬送波源６３からの搬送波をデータ系列ａ
ｋによって変調して、その結果得られる波形を、ハイブ
リッド回路網５５を通してその波形が伝送される二線式
線路６０に整合するように成形する。

バッファを通して得られるデータ系列ａｋは各タップと
出力加算器の間に調整可能な利得装置を挿入した多タッ
プ型のトランスバーサル構造によって有利に実現される
トランスバーサルフィルタ５４に与えられる。

トランスバーサルフィルタ５４の加算された出力は新ら
しい系列ｆｋであり、これは受信信号を劣化させるエコ
ー成分を相殺するのに使用される。

補償されるべき受信信号は二線式線路６０のパスバンド
周波数にあるから、搬送波源６３からの搬送波信号の制
御下に第１のアップモジュレータ６・４によってベース
バンド系列ｆｋはアップモジュレータされる。

これと同時に送信機５３は二線式線路６０に対して出の
変調信号を与えており、これとは独立の遠方の端末（図
示せず）からのパスバンドにおける受信信号がハイブリ
ッド５５に入って来る。

ハイブリッド５５では実際には完全な平衡はとれないか
ら、送信信号の内の予測できない部分がハイブリッドを
通って、遠方からの反射と共にエコーを形成し、これが
比較的弱い受信信号ｒｋと混りあることになる。

受信信号ｒｋはま・たタイミング回復回路５７に与えら
れて、これからＴＥ間隔のサンプリング点でサンプルが
得られる。

干渉するような局部エコー信号の存在下で遠方の信号か
らタイミングを誘導する必要があるので、判定向きのタ
イミング回復方式が利用される。

このような方式の一例はパスバンド信号を取扱かうよう
に容易に修正できる方法としてＩＥＥＥ）ランザクジョ
ン オン コミュニケーション１９７６年５月号 頁５
１６〜５３１のに、Ｈ，ミュラー、Ｍ、ミュラーの１デ
ィジタル同期データ受信器のタイミング回復〃と題する
論文に見られる。

受信信号ｒｋは周波数１／Ｔ０でサンプルされたもので
あるが、これが順方向等化量５８に与えられる。

等化された系列ｓｋは順方向等化器５８において受信信
号のタップサンプルｒｋと等化量のタップ利得の積の和
として形成される。

誤差信号ｅｋ（ＭＯＤ）と対応するタップサンプルｒｋ
の相関積に比例して、タップ利得は各ボー間隔で調整さ
れる。

等化量の出力信号ｓｋはここで組合せ回路５６において
相殺信号ｆｋ（ＭＯＤ）と減算的に組合わされて、実質
的にエコーの悪影響を受けない等化されたパスバンドの
信号を形成する。

この信号は次に搬送波源６３からの復調用搬送波の制御
下に復調器６５によってベースバンド信号ｙｋに復調さ
れる。

ベースバンド信号ｙｋは量子化回路６１によって量子化
されて出力データ信号％を誘導し、これはデータシンク
５９と誤差比較器６２とに与えられる。

誤差比較器６２はその出力にアナログベースバンド信号
ルとディジタル出出信号霧の差として誤差信号ｅｋを与
える。

先に説明したように、誤差信号ｅｋはトランスバーサル
フィルタ５４を直接制御し、搬送波源６３の制御下にモ
ジュレータ６６でアップモジュレーションされた後で、
順方向等化器５８に対してパスバンド誤差信号ｅｋ（Ｍ
ＯＤ）を与える。

パスバンドの最も良く使われると思われる構造は位相変
調あるいは直交振幅変調のデータ伝送方式である。

このような実施例では、等化、エコー相殺とその適応動
作は第２図のベースバンドの実施例と同様であるが、デ
ー゛クジンボルａｋおよびｂｋ、□受信信号ｒｋタップ
係数ｗｋおよびｐｋ、出力ｓｋ、ｆｋ、ｆｋ （ＭＯＤ
）、誤差ｅｋは複素数で表わされ、その実部と虚数部は
それぞれ並列の伺相および直角成分に対応する。

パスバンドの等化、復調および搬送波回復のパスバンド
直交振幅変調あるいは位相変調における実現法について
は米国特許第３８７８４６８号に完全に述べられている
。

第２図のベースバンドにおける実施例に関して述へたの
と同様の方法で、タイミング源５５の制御下に時間間隔
Ｔｗでサンプルされたデータ源５１からのデータ系列ａ
ｋはバッファ６８を通してトランスバーサルフィルタ５
４に与えられる。

バッファ６８はまたタイミング回復回路５７から時間間
隔Ｔ。

でタイミング入力を受信し、この結果としてトランスバ
ーサルフィルタ５４は実効的にＴＥの間隔で入力サンプ
ルを受信する。

バッファリングの動作機構は第２図を参照して以前に説
明したのと同様である。

バッファ６８がオーバーフローしそうなときには、Ｔｗ
の間隔の間に二つの出力サンプルが読み出され、バッフ
ァ６８の内容が不足したときには、出力サンプルがスキ
ップされる。

先に説明したように、トランスバーサルフィルタ５４の
タップ利得係数を同時にシフトして出力信号ｆｋの混乱
を防止する。

この代りに第３図のブロック５４から得られてエコー相
殺信号ｆｋをベースバンド周波数のレベルで復調後の等
化された受信信号ｓｋと組合わせることもできる。

第３図で相殺信号ｆｋはパスバンド周波数のレベルに変
換されて、等化された受信信号ｓｋと直接に組合わされ
ていた。

第３図では４つの接続点がある。

すなわちＷは搬送波源６３と復調器６５の接続点である
。

Ｘはトランスバーサルフィルタ５４とアップモジュレー
タ６４の接続点である。

Ｙは復調器６５と量子化回路６１の接続点である。

Ｚは順方向等化量５８と組合せ回路５６との接続点であ
る。

これらの接続点Ｗ、Ｘ、Ｙおよび２に接続された素子、
すなわちアップモジュレータ６４、組合せ回路５６、復
調器６５を第３図の受信部から除去して、第４図に示し
た素子で置き換えても同一の結果を得ることができる。

第４図では復調器６５’が信号の流れの方向に接続され
た組合せ回路５σと直列に接続されている。

これらの素子は第３図に示したものと同様である。

これらの素子５６／および６５の入力および出力はｗ、
ｘ、ｙおよび２と名付げた接続点に接続されている。

接続するべき点は第３図の対応する接続点である。

ここに示したような置き換えを行なった後では、順方向
等化器５８からの等化された信号は、点Ｗにおける搬送
波の制御下に復調器６５／においてただちに復調されて
ベースバンドの周波数のレベルになる。

この結果得られたベースバンドの受信信号は次に組合せ
回路５６′において、端子Ｘにトランスバーサルフィル
タ５４から直接与えられたベースバンド相殺信号ｆｋと
組合わされて、端子Ｙにおけるアナログ出力信号ｙｋを
形成する。

このアナログ信号ｙｋは第３図の元々の回路で得られる
ものと実質的に同一である。

第４図の構成ではアップモジュレータ６４の必要はなく
なる。

要約すれば、伝送の各方向に全帯域を利用した二線式伝
送線路上で同時に両方向データ通信を行なう適応等化装
置は、シンボル間の干渉を除去する順方向等化器に加え
て検出器のサンプリング時点でその端末から送信された
信号のエコー成分を相殺するエコー等化量を含めること
によって実現される。

エコー等化器のメモリーがエコーチャネル、すなわちノ
・イブリッド回路を通る通路の遅れよりも長ければ、完
全なエコー相殺ができる。

従って、順方向タップ利得係数と受信器の特性は線形等
化量を持つ一方向データ通信と同一にできる可能性があ
る。

順方向の等化は受信器におけるエコー等化の前に行なわ
れるから、両方の等化量のタッグ利得係数は、誤差を受
信器の復調出力と量子化されたデータシンボルの間の差
として判定向きの共通の二乗平均誤差最小化アルゴリズ
ムに従って調整することができる。

本発明を要約すれば次・通りである。

（１）共通チャネルを通して全帯域幅で同時に両方向伝
送を行なうための送信部と受信部を持つディジタルデー
タ伝送方式のエコー・順方向一体等化装置において、 各端末には遠方の端末からの該共通信号路を通して来る
信号に固有のシンボル間干渉を補償した出力信号を生ず
るための該受信部における第１の調整可能な信号処理装
置、 該送信部のデータ源に接続された入力と該第１の信号処
理装置からの出力信号と減算的に組合わされるように接
続された出力とを有し、該受信部に漏れた該送信部によ
って送信されたエコー信号を補償する第２の調整可能な
信号処理装置、及び 該受信部の量子化された出力と実際の出力の間の誤差に
応動して該第１および第２の信号処理装置のための共通
の制御信号を発生する手段とを含むエコー兼順方向等化
装置である。

（２）前記第（１）項に記載の装置において、該第１お
よび第２の調整可能な信号処理装置は 同期的タップ付き遅延媒体、 該遅延媒体の各タップにおける調整可能な利得装置と、 該共通の制御信号と各遅延手段のタップにおけるデータ
サンプルに応動して該調整可能な利得装置を更新するた
めの相関手段、及び 該調整可能な利得装置によって動作されるタップ信号を
組合わせる手段とを含むエコー・順方向一体等化装置で
ある。

（３）前記第（１）項に記載の装置において、該伝送シ
ステムは端末間ではベースバンド周波数で動作する。

（４）前記第１）項記載の装置において、該伝送システ
ムは端末間ではベースバンド周波数で動作して該第２の
信号処理装置の出力は該第１の信号処理装置の出力から
減算される前に該パスバンド周波数帯域に変調され、該
共通制御信号は該第１の信号処理装置に与えられる前に
該パスバンド周波数領域に変調される。

（５）前記第（１）項に記載の装置において、該伝送方
式は端末間ではパスバンド周波数で動作し、該第１の信
号処理装置の出力は該第２の信号処理装置の出力と組合
わされる前に復調され、該共通の制御信号は該第１の信
号処理装置に与えられる前にパスバンド周波数領域に変
調される。

（６）前記第（１）項に記載の装置において、該送信部
と該第２の信号処理装置の間にはエラステイ・ツクバッ
ファ手段が設けられており、夫々の送信および受信信号
に対して同期タイミング周波数の差を補正する。

（７）共通の伝送リンクの間に４線−２線変換ブリツジ
を持ち各システムの端末は別個の送信部と受信部とを有
する両方向データ伝送方式において 各端末で該送信部と受信部の間で該ブリッジを通して漏
洩しまた遠隔の端末から反射して来た漏洩信号成分を補
償するためにエコー相殺信号を形成する第１の補償回路
、 各端末で遠方の端末か、ら来た受信信号のシンボル間干
渉成分を該受信部で補償するための等化信号を形成する
第２の補償回路、 受信部において該第１および第２の補償回路からのエコ
ー相殺および等化信号を組合せてシンボル間干渉も漏洩
成分も実質的にない信号を形成する組合せ手段、及び 該受信器の量子化された出力と実際の出力の誤差に応動
して該第１および第２の補償回路の共通の誤差制御信号
を形成する手段とを含む両方向データ伝送方式である。

（８）前記第（７）項に記載の両方向データ伝送方式に
おいて、 さらに送信されるデータ信号および受信されるデータ信
号のそれぞれの同期タイミング周波数に応動して送信さ
れるべきデータを該補償回路に転送するエラスティック
バッファをさらに含む両方向データ伝送方式。

（９）前記第（７）項に記載の両方向データ伝送方式に
おいて、その各端末には、 搬送波源、 該搬送波源の制御下にあり、送信されるべきデータ信号
を該伝送方式のパスバンドに変換する送信機、 該搬送波源の制御下にあり、該第１の補償回路からのエ
コー相殺信号を該伝送方式のパスバンドに上げる第１の
アップモジュレータ、該搬送波源の制御下にあり、該誤
差制御信号形成手段からの共通誤差制御信号を該伝送方
式ツバスパントに上げる第２のアップモジュレータ、及
び 該搬送波源の制御下にあり、該組合せ手段から得られた
信号をベースバンドに変換する復調器とを含む両方向デ
ータ伝送方式。

Ｃｌ０） 前記第（７題に記載の両方向データ伝送方
式において、 その各端末には、 搬送波源、 該搬送波源の制御下にあり送信されるべきデータ信号を
該伝送方式のパスバンドに変換する送信器の及び 該搬送波源の制御下にあり該誤差制御信号形成手段から
の共通誤差制御信号を該伝送方式のパスバンドに上げる
アップモジュレータ、該組合せ手段によって該エコー相
殺信号と組合せる前に該搬送波源の制御下にあり該第２
の補償回路からの等化された信号をベースバントに変換
する復調器を含む両方向データ伝送方式αυ 共通の伝
送チャネルを通して全帯域で同時に両方向伝送を行なう
送信部と受信部を持つ端末を含むディジタルデータ伝送
方式において、各端末には 送信部におけるデータ信号源、 該データ信号源に接続されて送信部からの白信号を受け
る入力と該受信部への入来信号と減算関係で接続された
出力とを有する調整可能なエコーキャンセラ、 該受信部に与えられた到来信号に対して動作する調整可
能な等化器、及び 該受信部の量子化された出力で実際の出力の間の差に応
動して該誤差信号を最小化するよう該エコーキャンセラ
と等化器とを調整する共通信号となる誤差信号を発生す
るための誤差信号回路とを含むディジタルデータ伝送方
式。

【図面の簡単な説明】

第１図はエコー相殺機能を有する従来技術の両方向２線
式全二重ディジタルデータ伝送方式のブロック図、第２
図は本発明に従うディジタルデータ伝送方式のベースバ
ンド端末の結合エコー相殺受信信号等化装置のブロック
図、第３図は本発明に従うディジタルデータ伝送方式の
通過帯域端末の結合エコー相殺受信信号等化装置のブロ
ック図、及び第４図は第３図の変調器−結合器の他の実
施例である。 〔主要部分の符号の説明〕、２線式信号器・・・・・・
４０、信号処理器・・−・・・３８、送信部・・・・・
・３３、受信部・・・・・・３７，３９，４１〜４２、
ディジタルデータ源・・・・・・３１．エコー補償され
た信号・・・・・・ｙｋ、第１の信号処理器・・−・・
・３８、第１の信号処理器からの出力・・・・・・ｓｋ
、減算関係で接続された出力−・−・・−ｆｋ、送信号
からの信号・・・・・ 、第２の調整°ａｋ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 共通２線式信号路上で全帯域同時両方向信号伝送を
   行なう送信部と受信部とを有するディジタルデータ伝送
   方式のエコーキャンセラ・順方向等化量一体化装置であ
   って： 遠方の端末との間の該共通２線式信号路を伝播する信号
   に固有のシンボル間干渉に関して補償された出力信号、
   を生ずるため該受信部に設けられた第１の調整可能な信
   号処理器、 該受信部に漏洩してきた該送信部より伝送されている信
   号のエコーを補償するための第２の調整可能な信号処理
   器であって、該送信部のディジタル源からのディジタル
   データシンボル列を入力し、該エコーを相殺するための
   信号を出力し、該入力されるディジタルデータシンボル
   列がシンボル間隔において受信信号と同期化している第
   ２の調整可能な信号処理器、 該第１と第２の信号処理器の出力間での減算関係におい
   てエコーの補償された出力信号を生じさせている該受信
   部の組合せ回路、 該組合せ回路からの該エコーの補償された出力信号を量
   子化する手段、及び 該エコーの補償された信号の量子化後のものと量子化前
   のものとの間の誤差に応動して、該第１と第２の信号処
   理器に関する一体的制御信号を発生する手段とからなり
   、 該組合せ回路の出力が、シンボル間干渉および漏洩成分
   とが共に実質的にないような信号であるようにしている
   エコーキャンセラ・順方向等化器一体化装置。 ２ 共通２線式信号路上で全帯域同時両方向信号伝送を
   行なう送信部と受信部とを有するディジタデータ伝送方
   式のエコーキャンセラ・順方向等化器一体化装置であっ
   て； 遠方の端末との間の該共通２線式信号路を伝播する信号
   に固有のシンボル間干渉に関して補償された出力信号を
   生ずるため該受信部に設けられた第１の調整可能な信号
   処理器、 該受信部に漏洩してきた該送信部より伝送されティるｌ
   のエコーを補償するための第２の調整可能な信号処理器
   であって、該送信部のディジタル源からのディジタルデ
   ータシンボル列を入力し、該エコーを相殺するための信
   号を出力し、該入力ディジタルデータシンボル列がシン
   ボル間隔において受信信号と同期化している第２の調整
   可能な信号処理器、 該第１と第２の信号処理器の出力間での減算関係におい
   てエコーの補償された出力信号を生じさせている該受信
   部の組合せ回路、 該組合せ回路からの該エコーの補償された出力信号を量
   子化する手段、 該エコーの補償された信号の量子化後のものと量子化前
   のものとの間の誤差に応動して、該第１と第２の信号処
   理器に関する一体的制御信号を発生する手段、 送信信号と受信信号についての同期タイミングの差を補
   償するための該送信部のデータ源と該第２の信号処理器
   との間に設けられたエラスティックバッファ手段、 該データ源の出力ディジタルデータ信号のタイミング波
   源、及び 受信信号のタイミング回復回路とからなり、該タイミン
   グ波源は該出力ディジタルデータ信号が該エラスティッ
   クバッファ手段に受は入れられる速度を制御し、そして
   該タイミング回復回路は該エラスティックバッファ手段
   から該第２の信号処理器へのデータ信号の移動速度を制
   御しており、 それにより該組合せ回路の出力が、シンボル間干渉及び
   漏洩成分とが共に実質的にないような信号であるように
   しているエコーキャンセラ・順方向等化器一体化装置。 ３ 共通２線式信号上で搬送波変調によるパスバンドの
   全帯域同時両方向信号伝送を行なう送信部と受信部とを
   有するディジタルデータ方式のエコーキャンセラ・順方
   向等化器二体化装置であって、遠方の端末との間の該共
   通２線式信号路を伝層する信号に固有のシンボル間干渉
   に関してパスバンドでの補償された出力信号を生ずるた
   めの該受信部に設けられた第１の調整可能な信号処理器
   、該受信部に漏洩してきた該送信部より伝送されている
   信号のエコーを補償するためベースバンド動作の第２の
   調整可能な処理器であって、該送信部のディジタル源か
   らのディジタルデータシンボル列を入力し、該エコーを
   相殺するためのベースバンドの信号を出力し、該入力さ
   れるディジタルデータシンボル列がシンボル間隔におい
   て受信信号と同期化している第２の調整可能な処理器、
   該第１と第２の信号処理器の出力間での減算関係におい
   てエコーの補償された出力信号を生じさせている該受信
   部の組合せ回路、 該組合せ回路からの該エコーの補償された出力信号を量
   子化する手段、 該エコーの補償された信号の量子化後のものと量子化前
   のものとの間の誤差に応動して、該第１と第２の信号処
   理器に関する一体的制御信号を発生する手段、 送信信号の変調と受信信号の復調のためのパスバンド周
   波数の搬送波を発生する搬送波周波数源、該第２の信号
   処理器からの出力を該組合せ回路において該第１の信号
   処理器からのパスバンド出力から減算される前に該搬送
   波によりベースバンド周波数からパスバンド周波数域へ
   とアツプモジュレートする手段、 該一体的制御信号を該第１の信号処理器への適用の前に
   該搬送波によりベースバンド周波数からパスバンド周波
   数域へとアツプモジュレートスる手段、及び 該組合せ回路の出力を量子化の前にパスバンド周波数か
   らベースバンド周波数へと復調する手段とからなり、 該組合せ回路の出力がシンボル間干渉および漏洩成分と
   が共に実質的にないような信号であるようにしているエ
   コーキャンセラ・順方向等化一体化回路。 ４ 共通２線式信号上で搬送波変調によるパスバンドの
   全帯域同時両方向信号伝送を行なう送信部と受信部とを
   有するディジタルデータ方式のエコーキャンセラ・順方
   向等化器一体化装置であって、 遠方の端末との間の該共通２線式信号路を伝播する信号
   に固有のシンボル間干渉に関してパスバンドでの補償さ
   れた出力信号を生ずるための該受信部に設けられた第１
   の調整可能な信号処理器、該受信部に漏洩してきた該送
   信部より伝送されている信号のエコーを補償するためベ
   ースバンド動作の第２の調整可能な処理器であって、該
   送信部のディジタル源からのディジタルデータシンボル
   列を入力し、該エコーを相殺するためのベースバンドの
   信号を出力し、該入力ディジタルデータシンボル列がシ
   ンボル間隔において受信信号と同期化している第２の調
   整可能な処理器、 該第１と第２の信号処理器の出力間での減算関係におい
   てエコーの補償された出力信号を生じさせている該受信
   部の組合せ回路、 該組合せ回路からの該エコーの補償された出力信号を量
   子化する手段、 該エコーの補償された信号の量子化後のものと量子化前
   のものとの間の誤差に応動して、該第１と第２の信号処
   理器に関する一体的制御信号を発生する手段、 送信信号の変調と受信信号の復調のためのパスバンド周
   波数の搬送波を発生する搬送波周波数源、該一体的宙叫
   信号を該第１の信号処理器への適用の前に該搬送波によ
   りベースバンド周波数からパスバンド周波数域へとアツ
   プモジュレートする手段、及び 該第１の信号処理器の出力を該組合せ回路に印加される
   前にパスバンド周波数からベースバント周波数に復調す
   る手段とからなり、 該組合せ回路の出力がシンボル間干渉および漏洩成分と
   が共に実質的にないような信号であるようにしているエ
   コーキャンセラ・順方向等化一体化回路。