JPS584307B2 - スペクトル分析器 - Google Patents
スペクトル分析器Info
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- JPS584307B2 JPS584307B2 JP54136890A JP13689079A JPS584307B2 JP S584307 B2 JPS584307 B2 JP S584307B2 JP 54136890 A JP54136890 A JP 54136890A JP 13689079 A JP13689079 A JP 13689079A JP S584307 B2 JPS584307 B2 JP S584307B2
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- Japan
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- circuit
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- circuits
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
- G01R23/167—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters with digital filters
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
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- Mathematical Physics (AREA)
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- Multimedia (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデジタル・アナログ変換回路、デジタル低域（
又は高域）フィルタ、自乗回路、減算回路、アキュムレ
ータによって構成されるスペクトル分析器に関するもの
である。
又は高域）フィルタ、自乗回路、減算回路、アキュムレ
ータによって構成されるスペクトル分析器に関するもの
である。
音声認識装置あるいは音声分析装置等において用いられ
る音声情報抽出方式の一つである音声スペクトラムの電
力分布の時間的変化を追跡する場合、この電力分布を求
めるために音声帯域をいくつかのチャンネルに分割し、
各チャンネルに対応する帯域通過フィルタを配置して各
帯域通過フィルタの出力電力を一定の時間々隔で整流、
平滑化し、音声分析データとしている。
る音声情報抽出方式の一つである音声スペクトラムの電
力分布の時間的変化を追跡する場合、この電力分布を求
めるために音声帯域をいくつかのチャンネルに分割し、
各チャンネルに対応する帯域通過フィルタを配置して各
帯域通過フィルタの出力電力を一定の時間々隔で整流、
平滑化し、音声分析データとしている。
この場合帯域通過フィルタはチャンネル数だけ必要とな
り、音声認識装置には高価な帯域通過フィルタを音声分
析チャンネル数だけ必要となり一般には１０数ケ以上に
なる。
り、音声認識装置には高価な帯域通過フィルタを音声分
析チャンネル数だけ必要となり一般には１０数ケ以上に
なる。
本発明はこの様な欠点に鑑みてなされたもので、ｎケの
帯域通過フィルタの代りに低価格のデジタル低域（又は
高城）フィルタをｎ＋１ケ用いることにより、スペクト
ル分析器を実現させるものである。
帯域通過フィルタの代りに低価格のデジタル低域（又は
高城）フィルタをｎ＋１ケ用いることにより、スペクト
ル分析器を実現させるものである。
本発明の特徴の一つは音声スペクトル分析において実際
に必要なデータは各チャンネルより得られた電力である
と言うことを利用して、１ケの帯域通過フィルタを２ケ
のデジタル低域（高域）フィルタを並列に接続すること
で実現させ、この理論を発展させ、ｎケに分割された周
波数帯域が連続している場合の各チャンネル帯域通過フ
ィルタをｎケ必要とするとき、これをｎ＋１ケのデジタ
ル低域（高域）フィルタで実現させることである。
に必要なデータは各チャンネルより得られた電力である
と言うことを利用して、１ケの帯域通過フィルタを２ケ
のデジタル低域（高域）フィルタを並列に接続すること
で実現させ、この理論を発展させ、ｎケに分割された周
波数帯域が連続している場合の各チャンネル帯域通過フ
ィルタをｎケ必要とするとき、これをｎ＋１ケのデジタ
ル低域（高域）フィルタで実現させることである。
一般的に帯域通過フィルタの実現のためには同程度の周
波数遮断時性を有するデジタル低域（高域）フィルタと
比較してほぼ２倍の次数（フィルタの伝達関数の次数）
となる。
波数遮断時性を有するデジタル低域（高域）フィルタと
比較してほぼ２倍の次数（フィルタの伝達関数の次数）
となる。
これに対し本発明によれば従来の帯域通過フィルタの約
１／２の次数で実現できる。
１／２の次数で実現できる。
これは隣りどうしの帯域に属するデジタル低域（高域）
フィルタの一つがその二つの帯域で共通に使用出来るか
らである。
フィルタの一つがその二つの帯域で共通に使用出来るか
らである。
従って帯域通過フィルタを直接配置する従来方式と比べ
乗算回数が１／２に出来る。
乗算回数が１／２に出来る。
それ故、経済的にもコストダウンがはかれる。
次に本発明の詳細を図について説明する。
第１図は従来より使用されているスペクトル分析器のブ
ロツク回路図である。
ロツク回路図である。
図で１は入力端子、２−１、２−２、２−３、２−ｎは
音声周波数が連続した各チャンネル用の帯域通過フィル
タ、３は全波整流回路、４は積分回路、５−１、５−２
、５−３、５−ｎは音声の各チャンネルのスペクトル分
析出力する出力端子を示す。
音声周波数が連続した各チャンネル用の帯域通過フィル
タ、３は全波整流回路、４は積分回路、５−１、５−２
、５−３、５−ｎは音声の各チャンネルのスペクトル分
析出力する出力端子を示す。
図において音声入力１から入力した音声信号は各帯域通
過フィルタ２−１、２−２、２−３、２−ｎによって連
続した音声のチャンネルに分けられ更に全波整流回路３
によって各チャンチルの周波数は夫々２倍の周波数にさ
れ、整流回路３の出力は積分回路にて積分される。
過フィルタ２−１、２−２、２−３、２−ｎによって連
続した音声のチャンネルに分けられ更に全波整流回路３
によって各チャンチルの周波数は夫々２倍の周波数にさ
れ、整流回路３の出力は積分回路にて積分される。
これにより出力端子５−１、５−２、５−３、５−ｎに
はある時間間隔におけるスペクトルの平均値が出力され
る。
はある時間間隔におけるスペクトルの平均値が出力され
る。
かくしてスペクトル分析器が構成される。
この場合 様に従来回路では各チャンネルのスペクトル
分析に対し各チャンネル毎に帯域通過フィルタが必要で
ある。
分析に対し各チャンネル毎に帯域通過フィルタが必要で
ある。
以上の従来技術によるスペクトル分析器に対し本発明に
よる新技術の優位性を第２図〜第６図のブロック回路に
ついて説明する。
よる新技術の優位性を第２図〜第６図のブロック回路に
ついて説明する。
まず、第２図ａ、ｂにより本発明の原理を説明する。
第２図ａにおいて、１は入力端子（第１図と同じ）、５
は出力端子、６はアナログ・デジタル変換回路（以下Ａ
／Ｄ変換回路と記す）、７は１よりの入力信号をサンプ
リングするためのクロックパルス、８−１、８−２はデ
ジタル低域フィルタＬＰＥ１（低域遮断周波数ｆｃ１）
、及びＬＰＦ２（遮断周波数ｆｃ２）、２３は自乗回路
、２４は減算回路、２５はアキュムレータで、減算回路
の出力を例えば１０ｍｓｅｃのクリア・パルスで累積し
、そのメモリ値を出力すると同時にメモリ値をクリア・
パルスでクリアする。
は出力端子、６はアナログ・デジタル変換回路（以下Ａ
／Ｄ変換回路と記す）、７は１よりの入力信号をサンプ
リングするためのクロックパルス、８−１、８−２はデ
ジタル低域フィルタＬＰＥ１（低域遮断周波数ｆｃ１）
、及びＬＰＦ２（遮断周波数ｆｃ２）、２３は自乗回路
、２４は減算回路、２５はアキュムレータで、減算回路
の出力を例えば１０ｍｓｅｃのクリア・パルスで累積し
、そのメモリ値を出力すると同時にメモリ値をクリア・
パルスでクリアする。
第２図ｂの１０、１１は図ａのＬＰＦ１・８−１及びＬ
ＰＦ２・８−２の伝送特性を示すもので、ｆｓはサンプ
リング周波数、横軸は周波数ｆを示し、縦軸は伝送特性
を示す。
ＰＦ２・８−２の伝送特性を示すもので、ｆｓはサンプ
リング周波数、横軸は周波数ｆを示し、縦軸は伝送特性
を示す。
また、ｆｃ１、ｆｃ２は夫々ＬＰＦ１・８−１、ＬＰＦ
・８−２の遮断周波数を示す。
・８−２の遮断周波数を示す。
と書き直せる。
いま理想的な帯域通過フィルタ、低域フィルタを考える
と ｜Ｈ（ｅｊｗ）｜２＝｜Ｈ１（ｅｊｗ）｜２−｜Ｈ２（
ｅｊｗ）｜２・・・・・・・・（３） 第２図ａにおいて、入力端子１に入力される音声はサン
プリング・パルス−７でサンプリングされＡ／Ｄ変換回
路６でＡ／Ｄ変換されその出力の一部は第２図ｂの１０
の如き伝送特性を有する、ＬＰＦ１・８−１に入力され
ｙ１（ｎ）を出力し、Ａ／Ｄ変換回路６の出力の他の一
部は１１の如き伝送特性をもつＬＰＦ２・８−２に入力
され、ｙ２（ｎ）を出力する。
と ｜Ｈ（ｅｊｗ）｜２＝｜Ｈ１（ｅｊｗ）｜２−｜Ｈ２（
ｅｊｗ）｜２・・・・・・・・（３） 第２図ａにおいて、入力端子１に入力される音声はサン
プリング・パルス−７でサンプリングされＡ／Ｄ変換回
路６でＡ／Ｄ変換されその出力の一部は第２図ｂの１０
の如き伝送特性を有する、ＬＰＦ１・８−１に入力され
ｙ１（ｎ）を出力し、Ａ／Ｄ変換回路６の出力の他の一
部は１１の如き伝送特性をもつＬＰＦ２・８−２に入力
され、ｙ２（ｎ）を出力する。
ＬＰＦ１・８−１、ＬＰＦ・８−２の夫々の出力は自乗
回路２３で夫々自乗し、ｙ２を出力する。
回路２３で夫々自乗し、ｙ２を出力する。
自乗回路２３の出力を減算回路２４で減算しその結果は
アキュムレータ２５に入力され、アキュムレータ（完全
積分回路になっている）２５でデータのメモリ値は１／
ｆｃｌｋの周期（この場合１０ｍｓｅｃ）で累積して出
力され同時にメモリ値はクリアされる。
アキュムレータ２５に入力され、アキュムレータ（完全
積分回路になっている）２５でデータのメモリ値は１／
ｆｃｌｋの周期（この場合１０ｍｓｅｃ）で累積して出
力され同時にメモリ値はクリアされる。
この出力された値が帯域ｆｃ１−ｆｃ１の帯域を通過し
た信号エネルギーに比例し、この累積値が音声スペクト
ルとして出力される。
た信号エネルギーに比例し、この累積値が音声スペクト
ルとして出力される。
次に上記の結果を数学的に取扱うと次の通りになる。
帯域通過フィルタの伝達関数をＨ（ｚ）、ＬＰＦ１４、
ＬＰＦ２５の伝送関数を夫々Ｈ１（ｚ）、Ｈ２（ｚ）と
する。
ＬＰＦ２５の伝送関数を夫々Ｈ１（ｚ）、Ｈ２（ｚ）と
する。
入力信号系列Ｘｎ、ｙｎのＸ変換をＸ（ｚ）、Ｙ（ｚ）
と書くと次の１式のパーシイバル（Ｐａｒｓｅｖａｌ）
の関係式が成立つ。
と書くと次の１式のパーシイバル（Ｐａｒｓｅｖａｌ）
の関係式が成立つ。
ただしωはサンプリング周波数ｆｓで規格化したω＝ｆ
／ｆｓ、他方Ｙ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）・Ｘ（ｚ）であるから
（１）式は、 であるから（２）式は、 となる。
／ｆｓ、他方Ｙ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）・Ｘ（ｚ）であるから
（１）式は、 であるから（２）式は、 となる。
この４式は第２図ａのブロック回路図に対応している。
以下上記の原理を基にスペクトル分析器に用いるｎケの
帯域フィルタをｎ＋１ケのデジタル低域フィルタで実現
する構成について説明する。
帯域フィルタをｎ＋１ケのデジタル低域フィルタで実現
する構成について説明する。
第３図〜第６図は本発明の実施例でｎケの帯域フィルタ
をｎ＋１ケのデジタル低域フィルタで実現するものであ
る。
をｎ＋１ケのデジタル低域フィルタで実現するものであ
る。
第３図で１は入力端子、６はＡ／Ｄ変換回路、７はサン
プリングパルス、１６〜２２はデジタル低域フィルタ（
ＬＰＦ１〜ＬＰＦｎ＋１）、２３は自乗回路、２４は減
算回路、２５はアキュムレータ（累積器）、２６はアキ
ュムレータの前記憶をクリアするクリアパルス、３１、
３２、３３、３４、３５、３６は出力、４１、４２、４
３、４４、４５、４６はアキュムレータ２５をこの位置
（減算回路２４の前段）に挿入する場合の挿入端子を示
す。
プリングパルス、１６〜２２はデジタル低域フィルタ（
ＬＰＦ１〜ＬＰＦｎ＋１）、２３は自乗回路、２４は減
算回路、２５はアキュムレータ（累積器）、２６はアキ
ュムレータの前記憶をクリアするクリアパルス、３１、
３２、３３、３４、３５、３６は出力、４１、４２、４
３、４４、４５、４６はアキュムレータ２５をこの位置
（減算回路２４の前段）に挿入する場合の挿入端子を示
す。
第４図は第３図においてアキュムレータ２５が減算回路
２４の後段に位置されていたものを２４の前段に配置し
たもので、第４図も第３図の発明効果と同等の効果が得
られるスペクトル分析器である。
２４の後段に位置されていたものを２４の前段に配置し
たもので、第４図も第３図の発明効果と同等の効果が得
られるスペクトル分析器である。
第５図は図においてアキュムレータ２８に係数回路２７
を有している。
を有している。
これによりアキュムレータは不完全形積分回路となり入
力される新規データの累積に際し、以前のデータをクリ
アしなくともよい効果を有している。
力される新規データの累積に際し、以前のデータをクリ
アしなくともよい効果を有している。
それ故α係数回路２７の挿入により１０ｍｓｅｃ間隔の
パルスによって減算回路２４のデータが累積されスペク
トル分析所望用のデータが出力される。
パルスによって減算回路２４のデータが累積されスペク
トル分析所望用のデータが出力される。
図で４１〜４６はアキュムレータ２８を減算回路の前段
に配置するときの挿入端子である。
に配置するときの挿入端子である。
第６図は第５図のアキュムレータ２８を減算回路２４の
前段に配置したもので発明の効果は第５図の回路と同じ
である。
前段に配置したもので発明の効果は第５図の回路と同じ
である。
第３図において入力端子１より入力された音声信号は、
クロックパルス３によってサンプリングされＡ／Ｄ変換
回路６でＡＤ変換されその音声信号ＸｎがＬＰＦ１〜ｎ
＋１・１６〜２２、に入力され、ＬＰＦ１〜ｎ＋１・１
６〜２２よりｙ１〜ｙｎ＋１が出力される。
クロックパルス３によってサンプリングされＡ／Ｄ変換
回路６でＡＤ変換されその音声信号ＸｎがＬＰＦ１〜ｎ
＋１・１６〜２２、に入力され、ＬＰＦ１〜ｎ＋１・１
６〜２２よりｙ１〜ｙｎ＋１が出力される。
前記第２図ａの場合と同様ＬＰＦ１・１６、ＬＰＦ２・
１７の出力は夫々自乗回路２３に夫々入力される。
１７の出力は夫々自乗回路２３に夫々入力される。
ここでＬＰＦ１・１６、ＬＰＦ２・１７の遮断周波数を
夫々ｆｃ１、ｆｃ２とする。
夫々ｆｃ１、ｆｃ２とする。
（第７図参照）自乗回路２３の夫々の出力は減算回路２
４に入力され、減算回路２４の出力はアキュムレータ２
５でクリアパルス２６より前記同様の手法で累積データ
が求められる。
４に入力され、減算回路２４の出力はアキュムレータ２
５でクリアパルス２６より前記同様の手法で累積データ
が求められる。
この時、上限をｆｃ１、下限をｆｃ２とする帯域通過フ
ィルタが構成されその累積値はスペクトル分析データと
して出力される。
ィルタが構成されその累積値はスペクトル分析データと
して出力される。
以下ＬＰＦ３、ＬＰＦ４−−−ＬＰＦｎ＋１１８〜２２
の出力についても全く同様な結果が得られる。
の出力についても全く同様な結果が得られる。
（第７図にＬＰＦ１〜ＬＰＦｎ＋１の伝送特性を示す。
）第８図は完全積分回路のアキュムレータ２５で３８は
クリアパルスである。
クリアパルスである。
第９図のアキュムレータ２８はアキュムレータ２５にα
係数を付加した不完全積分回路のものでこれにより新規
の入力データに際し、旧データをクリアする必要がなく
データを累積できる。
係数を付加した不完全積分回路のものでこれにより新規
の入力データに際し、旧データをクリアする必要がなく
データを累積できる。
これはアキュムレータ２５においては、減算回路２４の
データを完全積分回路として累積しているため以前の旧
データを一度クリアしてから新規データを入力するが、
α係数の付加により前記旧データを消し、アキュムレー
タ２５が不完全積分回路としてデータを累積しているた
めである。
データを完全積分回路として累積しているため以前の旧
データを一度クリアしてから新規データを入力するが、
α係数の付加により前記旧データを消し、アキュムレー
タ２５が不完全積分回路としてデータを累積しているた
めである。
以上述べた様に本発明によれば安価なＬＰＥを用いて従
来と同等のスペクトル分析器を提供することが可能とな
る。
来と同等のスペクトル分析器を提供することが可能とな
る。
尚ＬＰＦの代わりに高城通過フィルタを用いてもよい。
第１図は従来技術によるスペクトル分析器を示す図、第
２図ａ、ｂは本発明の原理を説明するための図で、ａは
ブロック回路図、ｂはデジタル低域フィルタの伝送特性
を示す図、第３図〜第６図は本発明の実施例を示す図、
第７図は本発明に用いるＬＰＦの伝送特性を示す図、第
８図、第９図はアキュムレータを示す図である。 図中６はＡ／Ｄ変換器、８−１、８−２はデジタルＬＰ
Ｆ、２３は自乗回路、２４は減算回路、２５、２８はア
キュムレータである。
２図ａ、ｂは本発明の原理を説明するための図で、ａは
ブロック回路図、ｂはデジタル低域フィルタの伝送特性
を示す図、第３図〜第６図は本発明の実施例を示す図、
第７図は本発明に用いるＬＰＦの伝送特性を示す図、第
８図、第９図はアキュムレータを示す図である。 図中６はＡ／Ｄ変換器、８−１、８−２はデジタルＬＰ
Ｆ、２３は自乗回路、２４は減算回路、２５、２８はア
キュムレータである。
Claims (1)
- １ 入力端子に接続されたアナログ・デジタル変換回路
と該アナログ・デジタル変換回路の出力段に並列に接続
された複数のデジタル低域（又は高域）フィルタと前記
複数のデジタル低域（又は高域）フィルタの夫々に接続
された自乗回路と、隣接する自乗回路の出力信号間の差
を作る減算回路と、前記減算回路の入力段、又は出力段
に接続されたアキュムレータを有することを特徴とする
スペクトル分析器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54136890A JPS584307B2 (ja) | 1979-10-23 | 1979-10-23 | スペクトル分析器 |
| EP80303655A EP0028103B1 (en) | 1979-10-23 | 1980-10-16 | A spectrum analyzer |
| DE8080303655T DE3068890D1 (en) | 1979-10-23 | 1980-10-16 | A spectrum analyzer |
| US06/199,648 US4358733A (en) | 1979-10-23 | 1980-10-22 | Spectrum analyzer without distinct band-pass filter components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54136890A JPS584307B2 (ja) | 1979-10-23 | 1979-10-23 | スペクトル分析器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5660358A JPS5660358A (en) | 1981-05-25 |
| JPS584307B2 true JPS584307B2 (ja) | 1983-01-25 |
Family
ID=15185938
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54136890A Expired JPS584307B2 (ja) | 1979-10-23 | 1979-10-23 | スペクトル分析器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4358733A (ja) |
| EP (1) | EP0028103B1 (ja) |
| JP (1) | JPS584307B2 (ja) |
| DE (1) | DE3068890D1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57174000A (en) * | 1981-04-21 | 1982-10-26 | Tamura Kaken Co Ltd | Method of soldering printed circuit board |
| FR2509500A1 (fr) * | 1981-07-10 | 1983-01-14 | Efcis | Analyseur spectral a filtres communs a deux voies, notamment pour la reconnaissance vocale |
| JPS5884673A (ja) * | 1981-11-12 | 1983-05-20 | Tamura Kaken Kk | はんだ付け方法 |
| JPS5884672A (ja) * | 1981-11-12 | 1983-05-20 | Tamura Kaken Kk | はんだ付け方法 |
| US4556982A (en) * | 1983-06-27 | 1985-12-03 | Eaton Corporation | Energy discriminating channel select logic |
| US6811291B1 (en) * | 1984-03-28 | 2004-11-02 | Lockheed Martin Corporation | Detector for signals with harmonically related components |
| DE3505950A1 (de) * | 1985-02-21 | 1986-08-21 | Deutsche Itt Industries Gmbh, 7800 Freiburg | Integrierbare schaltungsanordnung zur identifizierung eines pilottones |
| US4847868A (en) * | 1988-02-22 | 1989-07-11 | Silicon Systems, Inc. | Non-coherent pattern detection |
| US5301123A (en) * | 1990-01-30 | 1994-04-05 | Board Of Governors For Higher Education, State Of Rhode Island And Providence Plantations | Zero crossing based spectrum analyzer and method |
| FR2685593B1 (fr) * | 1991-12-20 | 1994-02-11 | France Telecom | Dispositif de demultiplexage en frequence a filtres numeriques. |
| US20040218701A1 (en) * | 2003-04-29 | 2004-11-04 | Prashant Singh | Protocol agnostic method for adaptive equalization |
| GB2534603B (en) * | 2015-01-29 | 2019-07-31 | Michell Instruments Ltd | System for analysing the frequency of a signal, a method thereof and a system for measuring the relative phase between two input signals |
| GB201518240D0 (en) | 2015-10-15 | 2015-12-02 | Rolls Royce Plc | A method of performing real time decomposition of a signal into components |
| DE102017101653B3 (de) | 2017-01-27 | 2018-06-21 | Christian Zimmerli | System und Verfahren zur Ermittlung von zumindest einer Frequenz einer auditiven Wahrnehmung oder Schwächung der auditiven Wahrnehmung einer Person bei dieser Frequenz |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3395345A (en) * | 1965-09-21 | 1968-07-30 | Massachusetts Inst Technology | Method and means for detecting the period of a complex electrical signal |
| US3789323A (en) * | 1972-05-19 | 1974-01-29 | Sigmatek Inc | Multiple input signal modulator and method therefor |
| JPS6016582B2 (ja) * | 1977-03-04 | 1985-04-26 | 日本電気株式会社 | デイジタル周波数分析装置 |
-
1979
- 1979-10-23 JP JP54136890A patent/JPS584307B2/ja not_active Expired
-
1980
- 1980-10-16 EP EP80303655A patent/EP0028103B1/en not_active Expired
- 1980-10-16 DE DE8080303655T patent/DE3068890D1/de not_active Expired
- 1980-10-22 US US06/199,648 patent/US4358733A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5660358A (en) | 1981-05-25 |
| DE3068890D1 (en) | 1984-09-13 |
| EP0028103B1 (en) | 1984-08-08 |
| EP0028103A1 (en) | 1981-05-06 |
| US4358733A (en) | 1982-11-09 |
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