JPS5845216B2 - マルチパス歪の除去回路 - Google Patents
マルチパス歪の除去回路Info
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- JPS5845216B2 JPS5845216B2 JP52077558A JP7755877A JPS5845216B2 JP S5845216 B2 JPS5845216 B2 JP S5845216B2 JP 52077558 A JP52077558 A JP 52077558A JP 7755877 A JP7755877 A JP 7755877A JP S5845216 B2 JPS5845216 B2 JP S5845216B2
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- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
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- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/002—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of a carrier modulation
- H04B14/006—Angle modulation
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ＦＭ放送受信機での受信電波が、多くの伝播経路（マル
チパス）を経た複数のＦＭ信号波であった場合には、Ｆ
Ｍ波信号同士の干渉に基づいてＦＭ復調信号中に干渉歪
が生じる。
チパス）を経た複数のＦＭ信号波であった場合には、Ｆ
Ｍ波信号同士の干渉に基づいてＦＭ復調信号中に干渉歪
が生じる。
すなわち、ＦＭ受信機にはＦＭ放送波の直接波の他に、
反射波や回折波などの間接波も入力されることがあり、
そのために、ＦＭ復調信号中には直接波と間接波との干
渉に基づいて干渉歪が発生ずるが、このような干渉歪（
マルチパス歪）の発生は、都市化が進んで高層建築物の
増加の著るしい昨今になって重大な問題として取上げら
れるようになった。
反射波や回折波などの間接波も入力されることがあり、
そのために、ＦＭ復調信号中には直接波と間接波との干
渉に基づいて干渉歪が発生ずるが、このような干渉歪（
マルチパス歪）の発生は、都市化が進んで高層建築物の
増加の著るしい昨今になって重大な問題として取上げら
れるようになった。
そして、従来、ＦＭ放送波におけるマルチパス妨害の除
去乃至は軽減のための方策として一般的に採用されてい
た手段は、受信アンテナとして鋭るどい指向特性を備え
たものを用いて、直接波または目的波だけがＦＭ受信機
への受信入力として与えられるようにするという方法で
あったが、既述のように最近における高層建築物の増加
は、使用する受信アンテナの指向特性に頼って直接波ま
たは目的波だけをＦＭ受信機に入力させるようにするこ
とを著るしく困難にしている。
去乃至は軽減のための方策として一般的に採用されてい
た手段は、受信アンテナとして鋭るどい指向特性を備え
たものを用いて、直接波または目的波だけがＦＭ受信機
への受信入力として与えられるようにするという方法で
あったが、既述のように最近における高層建築物の増加
は、使用する受信アンテナの指向特性に頼って直接波ま
たは目的波だけをＦＭ受信機に入力させるようにするこ
とを著るしく困難にしている。
このため、近年になってｌ”Ｍ受信機の内部に設けた電
気回路により妨害波を打消し、マルチパス妨害によって
ＦＭ復調信号中に発生ずる干渉歪を除去乃至は軽減しよ
うとする試みが行なわれるようになった。
気回路により妨害波を打消し、マルチパス妨害によって
ＦＭ復調信号中に発生ずる干渉歪を除去乃至は軽減しよ
うとする試みが行なわれるようになった。
ところで、ＦＭ受信機の内部で妨害波を人工的に打消す
ようにした従来例としては、妨害波の打消しをＦＭ復調
器よりも前段において行なうようにした形式のものと、
ＦＭ復調器よりも後段においてそれを行なうようにした
形式のものとの２形式のものがあるが、その何れの形式
の場合でもその実施に当っては、妨害波の持つ時間遅延
に相当するだけの時間遅延量を備えた遅延素子が必要と
されるのであり、これが従来例のものの実用化を阻害す
る一つの大きな原因となっていた。
ようにした従来例としては、妨害波の打消しをＦＭ復調
器よりも前段において行なうようにした形式のものと、
ＦＭ復調器よりも後段においてそれを行なうようにした
形式のものとの２形式のものがあるが、その何れの形式
の場合でもその実施に当っては、妨害波の持つ時間遅延
に相当するだけの時間遅延量を備えた遅延素子が必要と
されるのであり、これが従来例のものの実用化を阻害す
る一つの大きな原因となっていた。
すなわち、前記した従来例における前者の場合には、高
い周波数の信号に対して大きな遅延量を与えることので
きる遅延素子が必要とされるが、このような遅延素子は
それを実現することが困難なのであり、また、前記した
従来例のものにおける後者の場合には、オーディオ周波
数帯域の信号が遅延の対象信号とされている点において
、大きな遅延時間を有する遅延素子であっても、それを
比較的容易に実現することが可能なのではあるが、ダイ
ナミックレンジの点や価格の点などに関しての難点があ
るために、その実用化が難かしい、という事情がある上
に、周知のように、ＦＭ放送波の受信に際しては受信場
所が異なる毎に妨害波の行路差も異なるために、前記し
た従来例の場合にはその何れの形式をとるのにせよ、妨
害波の打消しのために必要とされる遅延素子は、その遅
延時ヰ本間が可変なものでなければならず、聴取者は干
渉歪の発生の状況に応じて遅延量の調節を行なわなけれ
ばならないとい・う欠点がある。
い周波数の信号に対して大きな遅延量を与えることので
きる遅延素子が必要とされるが、このような遅延素子は
それを実現することが困難なのであり、また、前記した
従来例のものにおける後者の場合には、オーディオ周波
数帯域の信号が遅延の対象信号とされている点において
、大きな遅延時間を有する遅延素子であっても、それを
比較的容易に実現することが可能なのではあるが、ダイ
ナミックレンジの点や価格の点などに関しての難点があ
るために、その実用化が難かしい、という事情がある上
に、周知のように、ＦＭ放送波の受信に際しては受信場
所が異なる毎に妨害波の行路差も異なるために、前記し
た従来例の場合にはその何れの形式をとるのにせよ、妨
害波の打消しのために必要とされる遅延素子は、その遅
延時ヰ本間が可変なものでなければならず、聴取者は干
渉歪の発生の状況に応じて遅延量の調節を行なわなけれ
ばならないとい・う欠点がある。
本発明は、上記した従来例のらのにおいて遅延素子が必
要とされるということに基づいて生じていた上述のよう
な諸欠点を解消しうる、遅延素子を必要としない干渉歪
の除去回路を提供したものであって、以下、添付図面を
参照してその具体的な内容を明らかにする。
要とされるということに基づいて生じていた上述のよう
な諸欠点を解消しうる、遅延素子を必要としない干渉歪
の除去回路を提供したものであって、以下、添付図面を
参照してその具体的な内容を明らかにする。
まず、本発明の構成原理について説明を行なう。
第１図は、マルチパス妨害の概念を説明するための図で
あって、この第１図において、Ａｔは送信アンテナ、Ｂ
は反射物体、Ａｒは受信アンテナであって、受信アンテ
ナＡｒに到達するＦＭ放送波は、直接波ＣＩ）（ｔ）と
、反射波ＣＢ （ｔ）との合成波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ
）であり、今、ＦＭ放送波の搬送周波数をωＣ２変調信
号をｆ（ｔ）？行路差に起因する遅延時間をτ、直接波
と反射波（または目的波と干渉波）との間の干渉比をＫ
とすると、前記した直接波ＣＤ（ｔ）、反射波ＣＢ（ｔ
）及び合成波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）などは、それぞれ
次の（１，）〜（３）式によって示される。
あって、この第１図において、Ａｔは送信アンテナ、Ｂ
は反射物体、Ａｒは受信アンテナであって、受信アンテ
ナＡｒに到達するＦＭ放送波は、直接波ＣＩ）（ｔ）と
、反射波ＣＢ （ｔ）との合成波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ
）であり、今、ＦＭ放送波の搬送周波数をωＣ２変調信
号をｆ（ｔ）？行路差に起因する遅延時間をτ、直接波
と反射波（または目的波と干渉波）との間の干渉比をＫ
とすると、前記した直接波ＣＤ（ｔ）、反射波ＣＢ（ｔ
）及び合成波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）などは、それぞれ
次の（１，）〜（３）式によって示される。
上記した（３）式において、Ｅｎｖ （ｔ）は、直接波
Ｃ４）（ｔ）と反射波ＣＲ（ｔ）との干渉によって合成
波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）に生じた振幅変動を示す項で
あり、またφ（１）は位相変動を示す項であって、これ
らは、それぞれ次の（４） 、 （５）式のように示さ
れる。
Ｃ４）（ｔ）と反射波ＣＲ（ｔ）との干渉によって合成
波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）に生じた振幅変動を示す項で
あり、またφ（１）は位相変動を示す項であって、これ
らは、それぞれ次の（４） 、 （５）式のように示さ
れる。
そして、上記の（３）式で示されるＦＭ波信号Ｃ’（ｔ
）は、それがＦＭ復調器によって復調されると、
ｅ □ （ｔ）＝ ｆ ’（ｔ）＋φ’（ｔ）
・（６）上記の（６）式のｅ□（ｔ）で示され
るようなＦＭ復調信号ｅ □ （ｔ）を生じるが、この
（６）式から明らかなように、（３）式のＦＭ波信号Ｃ
’（ｔ）をＦＭ復調器によ＊＊ってＦＭ復調して得たＦ
Ｍ復調信号ｅ□（ｔ）には、本来必要とされる復調信号
ｆ ’（ｔ）に、φ′（ｔ）で示されるような干渉歪が
付加されている。
）は、それがＦＭ復調器によって復調されると、
ｅ □ （ｔ）＝ ｆ ’（ｔ）＋φ’（ｔ）
・（６）上記の（６）式のｅ□（ｔ）で示され
るようなＦＭ復調信号ｅ □ （ｔ）を生じるが、この
（６）式から明らかなように、（３）式のＦＭ波信号Ｃ
’（ｔ）をＦＭ復調器によ＊＊ってＦＭ復調して得たＦ
Ｍ復調信号ｅ□（ｔ）には、本来必要とされる復調信号
ｆ ’（ｔ）に、φ′（ｔ）で示されるような干渉歪が
付加されている。
ここで、上記の（６）式中でφ′（ｔ）によって示され
ている干渉歪成分をＤ ｉ ｓ （ｔ）で表わすと、Ｄ
ｉｓ（ｔ）は次の（７）式で表わされるものとなる。
ている干渉歪成分をＤ ｉ ｓ （ｔ）で表わすと、Ｄ
ｉｓ（ｔ）は次の（７）式で表わされるものとなる。
ここで、
ＦＭ復調器より得られるＦＭ復調信号
ｅ □ （ｔ）から無歪の復調信号ｆ ’（ｔ）を得よ
うとする場合について考えてみると、無歪の復調信号ｆ
’（ｔ）は（６）式で示されているＦＭ復調信号ｅ。
うとする場合について考えてみると、無歪の復調信号ｆ
’（ｔ）は（６）式で示されているＦＭ復調信号ｅ。
（１）から（７）式で示される干渉歪成分Ｄ ｉ ｓ
（ｔ）を差引けば良いことが判かるから、第２図示のブ
ロック図のように、何らかの手段２によって干渉歪成分
Ｄｉｓ（ｔ）を作り出し、これを１Ｍ復調器１の出力信
号ｅ □ （ｔ）から減算器３によって差引くことによ
って得ることができる。
（ｔ）を差引けば良いことが判かるから、第２図示のブ
ロック図のように、何らかの手段２によって干渉歪成分
Ｄｉｓ（ｔ）を作り出し、これを１Ｍ復調器１の出力信
号ｅ □ （ｔ）から減算器３によって差引くことによ
って得ることができる。
そこで、干渉歪成分Ｄｉｓ（ｔ）の内容を（７）式によ
って検討してみると、（７）式の分母は（４）式で示さ
れているＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロー
プＥｎｖ（ｔ）の２乗であり、また、（７）式の分子中
の信号成分Ｋ ｅｏｓ （ｆ （ｔ）−ｆ （を−τ）
＋θ）も前記した（４）式で示されているＦＭ波信号Ｃ
’（ｔ）の振幅変動のエンベロープＥｎｖ （ｔ）から
導くことが容易であることが判かる。
って検討してみると、（７）式の分母は（４）式で示さ
れているＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロー
プＥｎｖ（ｔ）の２乗であり、また、（７）式の分子中
の信号成分Ｋ ｅｏｓ （ｆ （ｔ）−ｆ （を−τ）
＋θ）も前記した（４）式で示されているＦＭ波信号Ｃ
’（ｔ）の振幅変動のエンベロープＥｎｖ （ｔ）から
導くことが容易であることが判かる。
ところが、（７）式の分子中の信号成分
（ｆ’（を−τ）−ｆ’（ｔ））を作り出すのにはその
中に含まれている信号成分ｆ’（を−τ）を作り出すこ
とが必要とされるが、そのためには通常、遅延素子を用
いなければならない。
中に含まれている信号成分ｆ’（を−τ）を作り出すこ
とが必要とされるが、そのためには通常、遅延素子を用
いなければならない。
しかし、遅延素子を用いた場合には従来例について述べ
たような諸問題点が生じることを避けることができない
。
たような諸問題点が生じることを避けることができない
。
それで本発明では、遅延素子（遅延回路）を用いること
なく、前記した信号成分（ｆ′（ｔ−τ）−ｆ ’（ｔ
） ）を得て干渉歪の打消しが良好に行なわれ得るよう
にしているのである。
なく、前記した信号成分（ｆ′（ｔ−τ）−ｆ ’（ｔ
） ）を得て干渉歪の打消しが良好に行なわれ得るよう
にしているのである。
すなわち、本発明ではＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動
のエンベロープＥｎｖ（ｔ）から容易に導出できる上記
した（７）式中の信号成分 ＣＯ８（ｆ（ｔ）−ｆ （ｔ −ｒ ）＋θ）に着目し
、これから前記の信号成分（ｆ′（ｔ−τ） −ｆ ’
（ｔ） ）を導出するようにしているのであり、以下、
この点について具体的に説明する。
のエンベロープＥｎｖ（ｔ）から容易に導出できる上記
した（７）式中の信号成分 ＣＯ８（ｆ（ｔ）−ｆ （ｔ −ｒ ）＋θ）に着目し
、これから前記の信号成分（ｆ′（ｔ−τ） −ｆ ’
（ｔ） ）を導出するようにしているのであり、以下、
この点について具体的に説明する。
まず、前記した信号成分ｅｏｓ （ｆ （ｔ）−ｆ （
ｔ −ｒ ）十〇）をＥｌｍ（ｔ）とおき、これを（８
）式のように表わす。
ｔ −ｒ ）十〇）をＥｌｍ（ｔ）とおき、これを（８
）式のように表わす。
ＦＪｍ（ｔ）＝ ｃｏｓ（ｆ （ｔ）−ｆ （ｔ −ｒ
）＋θ） −（８）上記の（８）式で示される信
号Ｅ１ｍ（ｔ）は、搬送周波数をＯとし、変調信号を（
ｆ（ｔ）−ｆ（ｔ−τ））とする角度変調波であるから
、この（８）式の信号Ｅ＃ｍ（ｔ）をＦＭ復調すればＦ
Ｍ復調信号として（ｆ ’（ｔ）−ｆ ’ （を−τ）
）を得ることができるのであるが、既述のよ・うに（８
）式の信号ＦＪｍ（ｔ）は搬送周波数がＯであるために
、このままでＦＭ復調を行なうことは不可能である。
）＋θ） −（８）上記の（８）式で示される信
号Ｅ１ｍ（ｔ）は、搬送周波数をＯとし、変調信号を（
ｆ（ｔ）−ｆ（ｔ−τ））とする角度変調波であるから
、この（８）式の信号Ｅ＃ｍ（ｔ）をＦＭ復調すればＦ
Ｍ復調信号として（ｆ ’（ｔ）−ｆ ’ （を−τ）
）を得ることができるのであるが、既述のよ・うに（８
）式の信号ＦＪｍ（ｔ）は搬送周波数がＯであるために
、このままでＦＭ復調を行なうことは不可能である。
そこで、本発明においては、（８）式の信号Ｅｌｒｎ（
ｔ）の占有周波数帯域をシフ１−させた後にＦＭ復調を
行ないＦＭ復調信号として（ｆ ’（ｔ）ｆ’（ｔ−−
τ））を得るようにしているのである。
ｔ）の占有周波数帯域をシフ１−させた後にＦＭ復調を
行ないＦＭ復調信号として（ｆ ’（ｔ）ｆ’（ｔ−−
τ））を得るようにしているのである。
すなわち、上記した（８）式で示される信号Ｅ１ｍ（ｔ
）を、例えばＳＳＢ変調を施こして周波数をωＳだけシ
フトさせると次の（９）式で示されるような信号ＦＪｍ
’（ｔ）得られ、また、（９）式で示されるような信号
をＦＭ復調すると（１０）式で示されるようなＦＭ復調
信号Ｄｅｍ（ｔ）が得られる。
）を、例えばＳＳＢ変調を施こして周波数をωＳだけシ
フトさせると次の（９）式で示されるような信号ＦＪｍ
’（ｔ）得られ、また、（９）式で示されるような信号
をＦＭ復調すると（１０）式で示されるようなＦＭ復調
信号Ｄｅｍ（ｔ）が得られる。
このようにして得たＦＭ復調信号Ｄｅｍ（ｔ）と、信号
Ｅ１ｍ（ｔ）及びＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエ
ンベロープＥｎｖ（ｔ）などに基づいて、干渉歪成分Ｄ
ｉｓ（ｔ）は次の００式のように作られるのである。
Ｅ１ｍ（ｔ）及びＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエ
ンベロープＥｎｖ（ｔ）などに基づいて、干渉歪成分Ｄ
ｉｓ（ｔ）は次の００式のように作られるのである。
第３図及び第４図は、上記した本発明の構成原理に従っ
て構成された本発明のマルチパス歪の除去回路の各界な
る実施態様のもののブロック図であり、第３図はマルチ
パス干渉による歪が充分に除去できるような回路構成の
ものとして本発明回路が実施される場合のブロック図、
また第４図はマルチパス干渉が軽微でありそれを簡易的
に歪が除去できるような回路構成のものとして本発明回
路が実施される場合のブロック図であって、各図におい
て、４ばＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の入力端子、５は自動利
得制御回路（以下、自動利得制御をＡＧＣと略記する）
、６は第１のＦＭ復調器、７は演算回路、８はＦＭ波信
号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロープに基づいた信号
を発生しうるエンベロープ信号発生器、９は直流分阻止
コンデンサ、１０は抵抗減衰器、１１は入力信号をＸと
し出力信号をＹとした時に、Ｙ−という入出力 １＋２Ｘ 特性を示す波形変換回路、１２はアナログ掛算器、１３
ばＳＳＢ変調器、１４は第２のＦＭ復調器、１５は無歪
の復調信号の出力端子である。
て構成された本発明のマルチパス歪の除去回路の各界な
る実施態様のもののブロック図であり、第３図はマルチ
パス干渉による歪が充分に除去できるような回路構成の
ものとして本発明回路が実施される場合のブロック図、
また第４図はマルチパス干渉が軽微でありそれを簡易的
に歪が除去できるような回路構成のものとして本発明回
路が実施される場合のブロック図であって、各図におい
て、４ばＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の入力端子、５は自動利
得制御回路（以下、自動利得制御をＡＧＣと略記する）
、６は第１のＦＭ復調器、７は演算回路、８はＦＭ波信
号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロープに基づいた信号
を発生しうるエンベロープ信号発生器、９は直流分阻止
コンデンサ、１０は抵抗減衰器、１１は入力信号をＸと
し出力信号をＹとした時に、Ｙ−という入出力 １＋２Ｘ 特性を示す波形変換回路、１２はアナログ掛算器、１３
ばＳＳＢ変調器、１４は第２のＦＭ復調器、１５は無歪
の復調信号の出力端子である。
第３図示の回路配置と第４図示の回路配置との相違は、
両者におけるエンベロープ信号発生器８の構成内容が相
違していることと、それにつれて第４図示の回路配置中
には抵抗減衰器１０が省略されていることである。
両者におけるエンベロープ信号発生器８の構成内容が相
違していることと、それにつれて第４図示の回路配置中
には抵抗減衰器１０が省略されていることである。
これらの点については以下の記述においても具体的に説
明されている。
明されている。
さて、入力端子４に供給されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）は
、ＡＧＣ回路８によってその信号レベルが一定なＦＭ波
信号Ｃ’（ｔ）となされた後に、第１のＦＭ復調器６と
エンベロープ信号発生器８とに与えられる。
、ＡＧＣ回路８によってその信号レベルが一定なＦＭ波
信号Ｃ’（ｔ）となされた後に、第１のＦＭ復調器６と
エンベロープ信号発生器８とに与えられる。
ＡＧＣ回路５は、例えば電界強度の相異などによってＦ
Ｍ波信号Ｃ’（ｔ）の信号レベルが異なった場合には、
エンベロープ信号発生器８において作り出されるエンベ
ロープ信号が異なってしまい、そのために干渉歪の除去
動作が正しく行なわれなくなるのを防ぐために設けられ
たものであって、このＡＧＣ回路５から復調系には、常
に一定の信号レベルのＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）が供給され
る。
Ｍ波信号Ｃ’（ｔ）の信号レベルが異なった場合には、
エンベロープ信号発生器８において作り出されるエンベ
ロープ信号が異なってしまい、そのために干渉歪の除去
動作が正しく行なわれなくなるのを防ぐために設けられ
たものであって、このＡＧＣ回路５から復調系には、常
に一定の信号レベルのＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）が供給され
る。
第１のＦＭ復調器６に供給された（３）式で示されるＦ
Ｍ波信号Ｃ’（ｔ）は、第１のＦＭ復調器６においてＦ
Ｍ復調されることにより、（６）式のようなＦＭ復調信
号ｅ □ （ｔ）となされて演算回路７へその一方入力
信号として与えられる。
Ｍ波信号Ｃ’（ｔ）は、第１のＦＭ復調器６においてＦ
Ｍ復調されることにより、（６）式のようなＦＭ復調信
号ｅ □ （ｔ）となされて演算回路７へその一方入力
信号として与えられる。
一方、前記したＡＧＣ回路５から出力されてエンベロー
プ信号発生器８へ与えられたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）は、
エンベロープ信号発生器８においてエンベロープ信号と
なされる。
プ信号発生器８へ与えられたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）は、
エンベロープ信号発生器８においてエンベロープ信号と
なされる。
前記のエンベロープ本信号は、直流分阻止コンデンサ９
を通されることにより、エンベロープ信号の交流外だけ
となされて、それがＳＳＢ変調器１３と、抵抗減衰器１
０とに写えられ（第３図示の回路配置の場合）、あるい
はＳＳＢ変調器１３と波形変換回路１１とに与えられる
（第４図示の回路配置の場合）。
を通されることにより、エンベロープ信号の交流外だけ
となされて、それがＳＳＢ変調器１３と、抵抗減衰器１
０とに写えられ（第３図示の回路配置の場合）、あるい
はＳＳＢ変調器１３と波形変換回路１１とに与えられる
（第４図示の回路配置の場合）。
そこでまず、第３図示の回路配置の場合におけるエンベ
ロ・−プ信号発生器８の構成、動作、ならびにエンベロ
ープ信号などについて説明する。
ロ・−プ信号発生器８の構成、動作、ならびにエンベロ
ープ信号などについて説明する。
第３図示の回路配置において、そのエンベロープ信号発
生器８は、２乗容８ａと低域濾波器８ｂとによって構成
されており、このエンベロ・−フ信号発生器８において
は、それに入力されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）を２乗容８
ａによって２乗し、次いで低域濾波器８ｂによって、前
記したＦＭ波信号が２乗された信号における低域成分を
抽出することによって、エンベロープ信号発生器８から
は、ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロープＥ
ｎｖ（ｔ）の２乗された形のエンベロープ信号（Ｅｎｖ
（ｔ） ）２が送出される。
生器８は、２乗容８ａと低域濾波器８ｂとによって構成
されており、このエンベロ・−フ信号発生器８において
は、それに入力されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）を２乗容８
ａによって２乗し、次いで低域濾波器８ｂによって、前
記したＦＭ波信号が２乗された信号における低域成分を
抽出することによって、エンベロープ信号発生器８から
は、ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変動のエンベロープＥ
ｎｖ（ｔ）の２乗された形のエンベロープ信号（Ｅｎｖ
（ｔ） ）２が送出される。
すなわち、第３図示の回路配置におけるエンベロープ信
号発生器８から出力されるエンベロープ信号は、（４）
式を２乗した形の次の０力式で示されるものであり、（
１力式中において（１＋Ｋ”）は直流分を表わしている
から、 第３図示の回路配置におけるエンベロープ信号発生器８
から出力されるエンベロープ信号が、直流分阻止コンデ
ンサ９を通されると、その信号は次のα刃式に示される
ようなものとなり、これが抵抗減衰器１０とＳＳＢ変調
器１３とに供給される。
号発生器８から出力されるエンベロープ信号は、（４）
式を２乗した形の次の０力式で示されるものであり、（
１力式中において（１＋Ｋ”）は直流分を表わしている
から、 第３図示の回路配置におけるエンベロープ信号発生器８
から出力されるエンベロープ信号が、直流分阻止コンデ
ンサ９を通されると、その信号は次のα刃式に示される
ようなものとなり、これが抵抗減衰器１０とＳＳＢ変調
器１３とに供給される。
２ Ｋ Ｅｌｍ （ｔ）
・・・（１３）第３図示の回路配置において、抵抗減
衰器１０では上記した（１３）式で示される信号の振幅
をイとして、次の（１４）式で示される信号をその人、
出力特性が であるような波形変換回路１１に与
え１＋２Ｘ る。
・・・（１３）第３図示の回路配置において、抵抗減
衰器１０では上記した（１３）式で示される信号の振幅
をイとして、次の（１４）式で示される信号をその人、
出力特性が であるような波形変換回路１１に与
え１＋２Ｘ る。
ＫＥｌｍ（ｔ）
−（１４）次に、第４図示の回路配置の場合におけるエ
ンベロープ信号発生器８の構成、動作、ならびにエンベ
ロープ信号などについて説明する。
−（１４）次に、第４図示の回路配置の場合におけるエ
ンベロープ信号発生器８の構成、動作、ならびにエンベ
ロープ信号などについて説明する。
第４図示の回路配置において、そのエンベロープ信号発
生器８は、振幅復調器８ｃと低域濾波器８ｂとによって
構成されており、このエンベロープ信号発生器８におい
ては、それに入力されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）を振幅復
調した後に低域濾波器を通すことによって、エンベロー
プ信号発生器８からは、ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変
動のエンベロープＥｎｖ（ｔ）と対応するエンベロープ
信号が送出される。
生器８は、振幅復調器８ｃと低域濾波器８ｂとによって
構成されており、このエンベロープ信号発生器８におい
ては、それに入力されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）を振幅復
調した後に低域濾波器を通すことによって、エンベロー
プ信号発生器８からは、ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の振幅変
動のエンベロープＥｎｖ（ｔ）と対応するエンベロープ
信号が送出される。
すなわち、第４図示の回路配置におけるエンベロープ信
号発生器８から出力されるエンベロープ信号は、（４）
式によって示される形の信号であるが、干渉比ＫがＫ＜
１の場合には、（４）式は次の０５）式のように表わし
ても差支えなく、一般に干渉比にの値は１よりも小さい
から、第４図示の回路配置におけるエンベロープ信号発
生器８から出力されるエンベロープ信号は（１９式で示
されるものとなると考えてもよい。
号発生器８から出力されるエンベロープ信号は、（４）
式によって示される形の信号であるが、干渉比ＫがＫ＜
１の場合には、（４）式は次の０５）式のように表わし
ても差支えなく、一般に干渉比にの値は１よりも小さい
から、第４図示の回路配置におけるエンベロープ信号発
生器８から出力されるエンベロープ信号は（１９式で示
されるものとなると考えてもよい。
上記した（１！５）式において、１は直流分を表わして
いるから、第４図示のエンベロープ信号発生器８からの
出力信号を直流分阻止コンデンサ９を通すと、その信号
は次の（１６）式のようなものとなり、これが波形変換
回路１１とＳＳＢ変調器１３とに供給される。
いるから、第４図示のエンベロープ信号発生器８からの
出力信号を直流分阻止コンデンサ９を通すと、その信号
は次の（１６）式のようなものとなり、これが波形変換
回路１１とＳＳＢ変調器１３とに供給される。
ところで、第３図示の回路配置の場合に波形変換回路１
１に与えられる０４）式で示される入力信号と、第４図
示の回路配置の場合に波形変換回路１１に与えられる（
１６）式で示される入力信号とは共にＫＥｌｍ（ｔ）で
あって両者は同一 であり、また、第３図示の回路配置
においてＳＳＢ変調器１３へ与えられる変調信号２ Ｋ
ＦＪｍ（ｔ）と、第４図示の回路配置においてＳＳＢ
変調器１３へ与えられる変調信号ＫＥＪｍ（ｔ）とは、
その振幅に相違を有するだけであって、角度変調成分に
は変わりがないから、以下の回路配置部分に関する説明
は第３図、第４図について共通となる。
１に与えられる０４）式で示される入力信号と、第４図
示の回路配置の場合に波形変換回路１１に与えられる（
１６）式で示される入力信号とは共にＫＥｌｍ（ｔ）で
あって両者は同一 であり、また、第３図示の回路配置
においてＳＳＢ変調器１３へ与えられる変調信号２ Ｋ
ＦＪｍ（ｔ）と、第４図示の回路配置においてＳＳＢ
変調器１３へ与えられる変調信号ＫＥＪｍ（ｔ）とは、
その振幅に相違を有するだけであって、角度変調成分に
は変わりがないから、以下の回路配置部分に関する説明
は第３図、第４図について共通となる。
さて、前述のようにして作られた信号ＫＥＪｍ（ｔ）が
波形変換回路１１に供給されることにより、波形変換回
路１１からは次のＣ１７）式で示されるような出力信号
Ｎ（ｔ）をアナログ掛算器１２へその一方入力として与
える。
波形変換回路１１に供給されることにより、波形変換回
路１１からは次のＣ１７）式で示されるような出力信号
Ｎ（ｔ）をアナログ掛算器１２へその一方入力として与
える。
第５図は上記した波形変換回路１１の入出力特性曲線側
図であり、また、第６図は波形変換回路率＊１１の一例
構成を示す回路図である。
図であり、また、第６図は波形変換回路率＊１１の一例
構成を示す回路図である。
なお第６図中の抵抗Ｒ１） Ｒ２の抵抗値と、ダイオー
ドＤの特性を選択することにより、第６図示の回路はそ
の入出力特性を第５図示の特性曲線に良好に近似させる
ことができるのである。
ドＤの特性を選択することにより、第６図示の回路はそ
の入出力特性を第５図示の特性曲線に良好に近似させる
ことができるのである。
また、ＳＳＢ変調器１３は、それに加えられた入力信号
を発振器１３ｄで発振した発振波の周波数ωＳだけシフ
トさせた信号すなわち、（９）式で示されるような信号
Ｅ’１ｍ（ｔ）として第２のＦＭ復調器１４へ供給する
。
を発振器１３ｄで発振した発振波の周波数ωＳだけシフ
トさせた信号すなわち、（９）式で示されるような信号
Ｅ’１ｍ（ｔ）として第２のＦＭ復調器１４へ供給する
。
図示の例において、ＳＳＢ変調器１３は、スイッチング
回路１３ａ、１３ｂ、９０’移相器１３ｃ、２相発振器
１３ｄ、加算器１３ｅなどによって構成されているもの
として示されているが、他の構成態様のＳＳＢ変調器を
使用してもよいことは勿論であり、また、ＳＳＢ変調器
と同様に入力信号を特定な周波数値だけシフトさせうる
機能を備えた回路ならばどのようなものでも使用するこ
とができる。
回路１３ａ、１３ｂ、９０’移相器１３ｃ、２相発振器
１３ｄ、加算器１３ｅなどによって構成されているもの
として示されているが、他の構成態様のＳＳＢ変調器を
使用してもよいことは勿論であり、また、ＳＳＢ変調器
と同様に入力信号を特定な周波数値だけシフトさせうる
機能を備えた回路ならばどのようなものでも使用するこ
とができる。
ＳＳＢ変調器１３から送出された信号Ｅ’Ａｍ（ｔ）は
、第２のＦＭ復調器１４においてＦＭ復調されることに
よって、（１０）式で示されるような信号Ｄｅｍ（ｔ）
となされて、アナログ掛算器１２へその他方入力信号と
して供給される。
、第２のＦＭ復調器１４においてＦＭ復調されることに
よって、（１０）式で示されるような信号Ｄｅｍ（ｔ）
となされて、アナログ掛算器１２へその他方入力信号と
して供給される。
したがって、アナログ掛算器１２においては、既述した
波形変換回路１１からの出力信号Ｎ（ｔ）と第２のＦＭ
復調器１４からの出力信号Ｄｅｍ（ｔ）との掛算を行な
って、その出力信号として次の（１８）式で示すような
干渉歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）を送出する。
波形変換回路１１からの出力信号Ｎ（ｔ）と第２のＦＭ
復調器１４からの出力信号Ｄｅｍ（ｔ）との掛算を行な
って、その出力信号として次の（１８）式で示すような
干渉歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）を送出する。
上記した（１８）式における分母は、
（Ｅｎｖ（ｔ） ）２−に２−（１９） となッテ
イるが、Ｋは１よりも小さいので実質的にはに２はＯと
みても差支えなく、したがって、（７）式で示した干渉
歪成分Ｄ ｉ ｓ （ｔ）と、前記した（１８）式で示
した干渉歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）とは次の（２０）式
で示すような関係のものとみることが可能である。
イるが、Ｋは１よりも小さいので実質的にはに２はＯと
みても差支えなく、したがって、（７）式で示した干渉
歪成分Ｄ ｉ ｓ （ｔ）と、前記した（１８）式で示
した干渉歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）とは次の（２０）式
で示すような関係のものとみることが可能である。
Ｄ ’ ｉ ｓ （ｔ）＝ −Ｄ ｉ ｓ （ｔ）
・・・（２０）したがって、演算回
路７において、第１の１Ｍ復調器６からのＦＭ復調信号
ｅ□（ｔ）と、アナログ掛算器１２から出力された干渉
歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）とを演算すると、次の（２１
）式に示すように演算回路７から出力端子１５には無歪
の復調信号ｆ ’（ｔ）が送出される。
・・・（２０）したがって、演算回
路７において、第１の１Ｍ復調器６からのＦＭ復調信号
ｅ□（ｔ）と、アナログ掛算器１２から出力された干渉
歪打消信号Ｄ’１ｓ（ｔ）とを演算すると、次の（２１
）式に示すように演算回路７から出力端子１５には無歪
の復調信号ｆ ’（ｔ）が送出される。
以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明のマルチパス歪の除去回路では、既述した従来例のも
のでは必らず使用しなければならなかった遅延素子を使
用していないから、高価な遅延素子を使用した際に生じ
るコスト高の問題もなく、また、受信場所が異なる毎に
遅延素子を調整する手間も不要なのであって、本発明の
マルチパス歪の除去回路を用いたＦＭ受信機では、悪い
受信環境の下においてもＦＭ受信の質的向上が達戒でき
るのである。
明のマルチパス歪の除去回路では、既述した従来例のも
のでは必らず使用しなければならなかった遅延素子を使
用していないから、高価な遅延素子を使用した際に生じ
るコスト高の問題もなく、また、受信場所が異なる毎に
遅延素子を調整する手間も不要なのであって、本発明の
マルチパス歪の除去回路を用いたＦＭ受信機では、悪い
受信環境の下においてもＦＭ受信の質的向上が達戒でき
るのである。
第１図はマルチパス妨害の概念を説明するための図、第
２図はマルチパス歪の除去回路のブロック図、第３図及
び第４図は本発明のマルチパス歪の除去回路の容具なる
実施態様のもののブロック図、第５図及び第６図は波形
変換回路の入出力特性曲線装置及び−例構成を示す回路
図である。 Ａｔ・・・・・・送信アンテナ、Ｂ・・・・・・反射物
体、Ａ「・・・・・・受信アンテナ、１・・・・・・Ｆ
Ｍ復調器、６・・・・・・第１のＦＭ復調器、１４・・
・・・・第２のＦＭ復調器、４・・・・・・入力端子、
５・・・・・・ＡＧＣ回路、１・・・・・・演算回路、
８・・・・・・エンベロープ信号発生器、９・・・・・
・直流分阻止コンデンサ、１０・・・・・・抵抗減衰器
、１１・・・・・・波形変換回路、１２・・・・・・ア
ナログ掛算器、１３・・・・・・ＳＳＢ変調器、１５・
・・・・・出力端子。
２図はマルチパス歪の除去回路のブロック図、第３図及
び第４図は本発明のマルチパス歪の除去回路の容具なる
実施態様のもののブロック図、第５図及び第６図は波形
変換回路の入出力特性曲線装置及び−例構成を示す回路
図である。 Ａｔ・・・・・・送信アンテナ、Ｂ・・・・・・反射物
体、Ａ「・・・・・・受信アンテナ、１・・・・・・Ｆ
Ｍ復調器、６・・・・・・第１のＦＭ復調器、１４・・
・・・・第２のＦＭ復調器、４・・・・・・入力端子、
５・・・・・・ＡＧＣ回路、１・・・・・・演算回路、
８・・・・・・エンベロープ信号発生器、９・・・・・
・直流分阻止コンデンサ、１０・・・・・・抵抗減衰器
、１１・・・・・・波形変換回路、１２・・・・・・ア
ナログ掛算器、１３・・・・・・ＳＳＢ変調器、１５・
・・・・・出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ マルチパス干渉を受けているＦＭ信号を自動利得制
御回路により信号レベルが一定化されたＦＭ波信号とす
る手段と、前記の自動利得制御回路を経たＦＭ波信号を
、第１のＦＭ復調器とＦＭ波信号の振幅変動に基づき、
マルチパス干渉による歪を充分に除去する目的の回路構
成においてはエンベロープの２乗の信号を発生し、また
、マルチパス干渉が軽微であり簡易的に歪を除去する目
的の回路構成においてはエンベロープ信号を発生するエ
ンベロープ信号発生器とに写える手段と、前記した第１
のＦＭ復調器から出力されたＦＭ復調信号を演算回路へ
その一方入力信号として与える手段と、前記したエンベ
ロープ信号発生器からの出力信号の交流分だけを、マル
チパス干渉による歪を充分に除去する目的の回路構成に
おいては抵抗減衰器を介した後に、また、マルチパス干
渉が軽微であり簡易的に歪を除去する目的の回路構成に
おいては抵抗減衰器を介することなく、Ｙ二□（ただし
、Ｘは入力信号、Ｙは出力１＋２Ｘ 信号）という入出力特性を備えた波形変換回路を介して
アナログ掛算器における一方入力端子に与える手段と、
前記したエンベロープ信号発生器からの出力信号の交流
分だけを、その占有周波数帯域をシフトさせた後に第２
のＦＭ復調器によって復調する手段と、前記第２のＦＭ
復調器からの出力信号を前記したアナログ掛算器におけ
る他方入力端子に与える手段と、前記のアナログ掛算器
からの出力信号を前記した演算回路へその他方入力信号
として与える手段とからなり、前記した演算回路の出力
信号として無歪のＦＭ復調信号が得られるようにしたマ
ルチパス歪の除去回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52077558A JPS5845216B2 (ja) | 1977-06-29 | 1977-06-29 | マルチパス歪の除去回路 |
| US05/919,744 US4211979A (en) | 1977-06-29 | 1978-06-28 | Circuit arrangement for eliminating waveform distortion of an angle-modulated signal transmitted over multipaths |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52077558A JPS5845216B2 (ja) | 1977-06-29 | 1977-06-29 | マルチパス歪の除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5412511A JPS5412511A (en) | 1979-01-30 |
| JPS5845216B2 true JPS5845216B2 (ja) | 1983-10-07 |
Family
ID=13637335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52077558A Expired JPS5845216B2 (ja) | 1977-06-29 | 1977-06-29 | マルチパス歪の除去回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4211979A (ja) |
| JP (1) | JPS5845216B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63123854U (ja) * | 1987-02-04 | 1988-08-11 | ||
| JPH02128850U (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-24 | ||
| JPH0667425U (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | フジオーゼックス株式会社 | 無端チェーン緊張装置 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5733834A (en) | 1980-08-07 | 1982-02-24 | Clarion Co Ltd | Frequency modulation noise reducing circuit |
| GB2174576B (en) * | 1985-04-29 | 1989-06-28 | Plessey Co Plc | Improvements in or relating to receivers |
| JPS6424610A (en) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Fm demodulator circuit |
| JPS6424611A (en) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Fm demodulation circuit |
| US4910798A (en) * | 1988-05-17 | 1990-03-20 | North American Philips Corp. | Reverse Nyquist slope filter |
| US5361156A (en) * | 1991-12-09 | 1994-11-01 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and apparatus for predistortion |
| US5436749A (en) * | 1991-12-09 | 1995-07-25 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and apparatus for predistortion |
| US5396655A (en) * | 1992-11-30 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Adaptive canceler for contiguous band filtering |
| GB9804354D0 (en) * | 1998-03-03 | 1998-04-22 | Pettigrew Archibald M | Improvements in FM demodulation circuits |
| CN1190873C (zh) * | 1999-10-28 | 2005-02-23 | 富士通株式会社 | 偏差补偿单元 |
| JP2005056305A (ja) * | 2003-08-07 | 2005-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | メモリ領域に分割領域を持つ情報記憶装置 |
| US20080063122A1 (en) * | 2006-09-07 | 2008-03-13 | Gwo-Jia Jong | Method for suppressing co-channel interference from different frequency |
| DE102019114551B4 (de) * | 2019-05-29 | 2025-10-30 | Infineon Technologies Ag | Detektion interferenzbedingter störungen bei fmcw-radarsystemen |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3168699A (en) * | 1959-06-10 | 1965-02-02 | Gen Atronics Corp | Communication techniue for multipath distortion |
| US3293551A (en) * | 1963-12-24 | 1966-12-20 | William G Ehrich | Common channel multipath receiver |
| US3537008A (en) * | 1967-05-09 | 1970-10-27 | Trw Inc | Communications system incorporating means for combatting multipath interference |
| US3611169A (en) * | 1968-08-15 | 1971-10-05 | Polytechnic Inst Brooklyn | Frequency demodulator for noise threshold extension |
-
1977
- 1977-06-29 JP JP52077558A patent/JPS5845216B2/ja not_active Expired
-
1978
- 1978-06-28 US US05/919,744 patent/US4211979A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63123854U (ja) * | 1987-02-04 | 1988-08-11 | ||
| JPH02128850U (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-24 | ||
| JPH0667425U (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | フジオーゼックス株式会社 | 無端チェーン緊張装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5412511A (en) | 1979-01-30 |
| US4211979A (en) | 1980-07-08 |
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