JPS5847305A

JPS5847305A - 多段差動増幅回路

Info

Publication number: JPS5847305A
Application number: JP56145819A
Authority: JP
Inventors: Hisao Kuwabara; 桑原　久夫
Original assignee: Toshiba Corp; Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-09-16
Filing date: 1981-09-16
Publication date: 1983-03-19
Also published as: JPH0237723B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】この発明は多段差動増幅回路に関し、たとえば受信器の
集積回路（ＩＣ）化され喪中間周波増幅回路に使用され
る。

第１図は受信器の中間周波増幅回路の従来例で、信号源
１１の出力はカップリングコンデンサＣ１を介して入力
端子１２１１Ｃ加えられる。この増幅回路は、一対のト
ランジスタからなる差動増幅器を複数個多段直結したも
のである０図示の例は第１段目の差動増幅器ＤＡｌ乃至
第６段目の差動増幅器ＤＡ６から構成されている抵抗Ｒ
１〜ａｓｓは、各差動増幅器ＤＡ、〜ＤＡ６のトランジ
スタのコレクタ電源間に接続されている・トランジスタ
Ｑｓのペースは、端子１３に接続され、この端子１３と
基準電位（１Ｎ地端子）間には、コンデンサＣ雪が接続
される。また端子１４と基準電位面にもコンデンサＣ３
が接続される。コンデンサＣ鵞ｅＣ１は交流出力信号が
入力側に戻シ、利得が低下したシ、発振したシするのを
防止するパイノ９スコンデンサである。ト２ンジスタＱ
ｓ−Ｑｘ鵞は第２〜第６の差動増幅器ＤＡ冨〜ＤＡ、を
形成している。

上記増幅回路において、各定電流源ｌ１−４６に流れる
電流は等しく、また各抵抗Ｒ１〜Ｒ１２の値は互いに等
しく設定される。っｔ、ｂ各符号をその値としてあられ
すと、ＩＩ　　　＝　Ｉ　　寓　　＝　・・ｑ山・ぞ＝　！　
６Ｒ１＝Ｒ鴬＝・・・・・・・・＝Ｒ。

出力端子１５．１６は、最終段の差動増幅器ＤＡ４を構
成するトランジスタＱ１１＃Ｑ１ｍのコレフタから導出
されている。

出力端子１５と、第１段目の差動増幅器ＤＡ。

を構成するトランジスタＱ３のペース間には、直流帰還
抵抗ＲＮＦ１が接続され、また出力端子１６と入力抵抗
ＲＩＮの一端との間にも、直流帰還抵抗ＲＮＦ２が接続
されている。入力抵抗ＲｆＮは、入力インピーダンスを
決定するための抵抗であシ、一端は、端子１２に接続さ
れ、他端はトランジスタＱ１のペースに接続される。

また信号源１１側インピーダンスは入力抵抗Ｒ１）Ｊに
対して充分小さい。そして、使用周波数帯でのコンデン
サＣＩ　　＋　Ｃｍ　　＊　Ｃｓのインピーダンスは充
分小さく略零とみなすことができる。

このような増幅回路において、出力端子１５゜１６での
交流電圧利得Ｇｖは次のようにあられすことができる。

ここでｖＴ＝Ｋ　Ｔ　　：熱電圧（２７℃で約２６ｍＶ
）上記の従来の回路において、Ｒ，＝Ｒ１・・・・−・・＝Ｒｔｚ＝＝１にΩ。

Ｉ　１　　＝Ｉ　２　　・・−・−・・＝　Ｉ　６　　
＝０．４ｍＡ　＋ＲＮν１　＝　ＲＮＦ２　＝　１５に
Ω＋　ＲＩＭ　＝　３３００゜Ｃｓ　　＝Ｃ＊　　”　
Ｃｓ　　＝Ｏ−０４７ｐ　Ｆ　−ＶＴ　＝２６　ｍ　Ｖ
としてＧｖを計算すると、交流電圧利得は約Ｚｏｏ、０
０倍＝　１００ｄＢとなる。

しかしながら、これは計算上のものであシ、実際に測定
すると、ＦＭ中間（ＩＰ）周波数（＝　１０．７　’Ｗ
ｒＨｚ　）付近では、各トランジスタの寄生容量によシ
、計算値よシも低下する。

即ち、第２図に破線（４）で示すように、ＧｖはＩＭＨ
ｚ付近に比べて１０．７　ＭＨｚ付近では２ｏ−ｚｓｊ
Ｂ低下している・このことは逆に言うと低域利得が上昇
しすぎていることになる。ここでＦＭ中間周波増幅器の
理想を考えた場合、ＦＭ中間周波帯域（１０，７ＭＨｓ
ｄ１００ｋＨｚ程度）では＋■の利得、その他の周波数
領域では−ωの利得であるととが理想である。

従って上記従来回路のように、不易ｌ！表低域での利得
が中間周波帯域よシも大幅に高い（２０〜２５ｄＢ程度
の差）ことは望ましくない。このことは、特に不必要な
低域ノイズを増幅し、出力雑音の増加を意味し、ＳＡ低
下の原因である。

この発明は上述したことに対処すべくなされたもので、
簡単な（集積化に容易に適応させるための）方法で、不
要な周波数帯（低域）の・利得を抑え、必要な周波数帯
の利得が助長されるようにしてＳ／ＩＶの向上が得られ
る多段差動増幅回路を提供することを目的とする。

以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。

この発明の一実施例は第３図に示すように構成され、第
１〜第６０差動増幅器ＤＡ、〜ＤＡ４を有する。この第
１〜第６の差動増幅器ＤＡ１〜ＤＡ４を形成するトラン
ジスタｑ！〜Ｑ１！、定電流源１重〜Ｉ６、負荷抵抗Ｒ
１〜Ｒ■、端子１２．１３゜１４、出力端子１５．１６
、直流帰還抵抗ＲＮＦ１ｓＲＮｖ２、コンデンサｃｌ、
ｃ雪　、・０３等による接続構成は、第１図と同じであ
シ、第１図と同じ符号を付して説明する０本回路が従来
と異なるところは、トラン５ジスタＱ７のコレクタとト
ランジスタＱ６のペース間に第３の直流帰還抵抗ＲＮＦ
３を設けたところにある。つマシ、第４段目の差動増幅
器ＤＡ４の出力部から第３段目の差動増幅器ＤＡ、の入
力部に負帰還回路が形成されたことになる。ここで、差
動増幅器ＤＡ４の出力部と差動増幅器ＤＡ、の入力部が
同電位であることはもちろんである。

上記の如く構成さ−れる本回路によると、総合的にみた
開ループ利得は、第１図の従来回路に比べて低下する。

しかしこれは、低域での利得が、抵抗ＲＮＦｉ＄を設け
ない場合に比べて低下していることであル、必要とする
ＦＭ中間周波数帯域（＝１０．７ＭＨ１付近）では、さ
ほどの利得低下はなく、充分な利得を保持している。こ
れは、抵抗ＲＮＷ５の帰還部分において、各トランジス
タの寄生容量、（ペース・サブストレート間、エミ、り
・サブストレート間、コレクタサブストレート間、ペー
ス・エミッタ間等に生じる各種の容量）の影響があシ、
使用周波数帯においてはいわゆる位相の回りがあり、こ
の帯域の信号に対しては完全な負帰還とならないからで
ある。

これを確認するために測定した特性が第２図に実線（Ｂ
）で示す周波数特性である。即ち、この特性ばかられか
るように本回路によると、中間周波数（１０，７ＭＨｚ
　）付近の利得に対して、従来回路は低域側で２０〜２
５　ｄＢ上昇していたのを、５　ｄＢ程の上昇に抑えて
いる。また、中間周波数付近は、２〜３ｄＢ程度しか低
下していない。なお仁のときの各素子の値を述べると、
Ｒ１−Ｒ１ｍ＝１にΩ、ＲＮＦｌ　＝　ＲＮＦ２　＝　
１５　ｋΩ、Ｒｘｘ　＝　３３０Ω、ＣＢ　＝ＣＨ＝Ｃ
３＝０．０４７＃Ｆｓ１１〜４４＝０．４ｍＡ。

ＲＮＦ！ｌ　＝　２．２　ｋΩである。

上記したよう本発明によると、直流帰還抵抗１個を設け
るのみで、不要な低域周波数帯での利得を抑えることが
できるので、特にモノシリツクＩＣに応用すればコンデ
ンサ素子等による対策にくらべてチップサイズの増加は
、極度に少くてよく、しかも出力雑音の減少が得られそ
の効果は大である。

この発明の趣旨は、第３図に示した構成、特に直流帰還
抵抗ＲＮＦ３を接続箇所はとれに限定されるものではな
い、つまシ、初級差動増幅器ＤＡ、の入力部及び帰還入
力部（トランジスタＱｔのペース、入力端１４）等を除
く部分であって、直流的に略同電位でしかも直流負帰還
のかかる部分であれば本発明を達成できる。直流帰還抵
抗ｕ＊ｒ３の値、その接続部は、トランジスタの特性（
寄生容量）や信号周波数等の状況に応じて最適な値及び
接続ポイントを選定する。また、部分負帰還を行うには
、帰還素子を１箇所でなく、さらに数を増加して数箇所
に設けてもよい。

第４図は、不平衡出力形の４段差動増幅回路に本発明を
適用した例を示す。

この回路は、差動増幅器を構成する一対のトランジスタ
のうち、一方のトランジスタのコレクタを、次段の差動
増幅器を構成する一方のトランジスタのペースに接続し
て順次多段構成したものである。即、ち、４枳の差動増
幅器ＤＡ１１＃ＤＡＩ！　＊　ＤＡｔａ　＊　ＤＡ１４
は、トランジスタ（Ｑｌｌ　　−Ｑｚｘ）、（Ｑコｓ　
　ｚ　Ｑｘａ）ａｃＱｘｓ　　＃　Ｑｓｓ）、（Ｑ＊ｙ
　　ｐＱ＊ｓ）Ｋよシ構成されている。そして、各差動
増幅器において入力側のトランジスタ。２１　ｖ　Ｑｚ
ｓ　ｌＱ　ｚｓ　　ｅＱ　２？のコレクタは電源ライン
に接続され、出力−のトランジスタＱｔｘ　　ｒ　Ｑ冨
ａ　　ｅ　Ｑロ　。

Ｑｌｌのコレクタは次段に接続されるとともに、抵抗”
１１ｐＲ２寞　ｔＲｘｓｅＲ鵞４を介して電源ラインに
接続されている。ＩＩＩ〜１１４はそれぞれ差動増幅器
ＤＡｌｔ　−ＤＡ２４の定電流源である。

ｔ７’ｈｃｓｓはカップリングコンデンｆ、、Ｃｔｚは
交流パイノ譬スコンデンサ、２２　ｖ　２　’　上端子
、２４は出力端子である。そして、出方端子と、トラン
ジスタＱ！■のペースには直流帰還抵抗ＲＮＦ　１１が
接続されている。また、このトランジスタＱ鵞８のペー
スは、先の端子２３に接続され、この途中に帰還路を形
成している。そしてトランジスタＱｚ＊ｔＱｚｓのペー
スはこの帰還路に接続されている。一方トランジスタＱ
ｓａのベースト帰還路間には、抵抗Ｒｉ＋１が接続され
、またこのトランジスタＱ鵞４のペースとトランジスタ
。！６のコレクタ間には抵抗・ＲＮ１２が接続される・
なおＲＩＭは入力抵抗、ｖＩＮは信号源である。

上記の回路は、従来抵抗Ｒ１１１＝０（直結）抵抗ＲＮ
Ｆ１２　＝　ＣＤ（開放）であシ、直流帰還抵抗Ｒ＊ｙ
１１によシトランジスタＱｘｘ　　ｐ　Ｑｘ４ＩＱり６
゜９口のペースに直流゛帰還をがけ＼交流的には交流信
号をコンデンサＣ１ｌによってノ々イ、ｐ４スさせて帰
還をかけていなかった。しかし、本発明を適用し、抵抗
Ｒａ１ｖ　ＲＮＦｌ２を接続して部分帰還を施すととに
よシ、低域の不要周波数帯への利得を抑えることができ
た。なお、Ｒ１１＝Ｒ１雪＝Ｉｔｚｇ″Ｒ１４ｅ　１１
１：１１ｔ＝　１１８：Ｉ　１４　とし１各トランジス
タのペース電流は非常に小さく無視して考えれば、トラ
ンジスタ。２６のコレクタ電圧（直流）とトランジスタ
。■のペース電圧（直流）は等しいので部分帰還による
各トランジスタの動作点の変動はなく直流的な悪影響は
ない。

上記したようにこの発明によると、■低域での利得の上
昇を抵抗によって抑えることができ、構成が簡単であっ
て雑音を低減でき得、■モノシリ、りＩＣに応用した場
合抵抗素子が増加するだけであるからチ、グサイズの増
加は微少で□よく、■能動素子（トランジスタ）の高域
特性（利得低下）を、帰還抵抗の値及び帰還ポイントの
選定によってはある程度上昇するように補償するととも
でき、■さらには高域不安定現象（発振）が生じるのも
改良できる。これは、帰還抵抗の値及び帰還ポイント等
を考慮に入れて時定数をも選定し、回路全体をみた位相
の回シによる不必要な影醤たとえば使用周波数に近い交
流のビート等を除去できるようにすることも可能である
。なお、寄生容量を利用して不要周波数のカットオフを
考えた場合、１箇所のみならず、複数の箇所で本発明を
適用してもよい。

以上説明したようにこの発明は、集積化に容易に適用さ
せる方法によって不要な周波数帯（出力のＳＡを悪化さ
せるような信号）の利得を抑え、必要な周波数帯の利得
が助長されるようべしてＳ／Ｎ向上を得る多段差動増幅
回路を提供慣ることができる。

【図面の簡単な説明】第１図は従来の多段差動増幅回路を示す図、第２図はと
の発明の一実施例による回路と第１図の回路の周波数対
電圧利得特性を示す図、第３図はこの発明の一実施例に
よる回路図、第４図は他の実施例を示す回路図である。ＤＡ、〜ＤＡ６　　＋　ＤＡＵＢ〜ＤＡ１４・・・差動
増幅器、ＲＮＦｌ　、　Ｒ）ｌＦ２　ｅ　ＲＮＦ３　ｅ
　ＲＮＦｌｌ　＋　ＲＮＦ１２°°°負帰還抵抗、１’
　１　・・・信号源、ＣＩ　　ｐ　ｃ、　　ｌ　ｃ、　
５ｃ１１Ｃ１３・・・コンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

初段の差動増幅器の入力部と負帰還入力部とを除いた部
分であって、直流的に略同電位でしかも直流で負帰還の
かかる部分を、使用周波数領域よシも低い周波数領域で
の利得の上昇を抑