JPS585038A - 受信系 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、前置増幅器と、直交制御される２つの混合器
と、所属の電圧制御発振器を備えた７ｃ／２−移相器と
を有するアナログ技術で実現された高周波部から成り、
その際高周波信号は位相調整ループを用いた乗算によっ
て直接べ一スノ々ンＰに変換され、かつ前記混合器に後
置接続された低域フィルタが障害となる混合生成波を選
択して取除きかつ更に低周波部から成る受信系に関する
。

本発明の課題は、中間周波数（ＺＦ）が生ぜずかつ受信
系の高周波部も低周波部°もそれぞれ最高技術において
実現される、デジタル信号処理部を有する受信系を提供
することである。

この課題は本発明によれば、特許請求の範囲第１項記載
の特徴によって解決される。

本発明の有利な実施例は、特許請求の範囲の実施態様項
に記載の回路により構成することが〒きる。

次に本発明および本発明によって得られる利点を図示の
実施例を用いて詳細に説明する。

ラジオおよびテレビジョン用に今日使用の受信機は、ス
ー゛ノξヘテロゲイン受信機の構成に基づいている。ス
ーパヘテロダイン受信機のブロック線図が第１図に示さ
れｆいる。受信信号は、中心周波数に変化可能な、雑音
の少ない前置選択増幅器を介して混合器に供給されかつ
所定の中間周波数に変換される。それから本来の選択お
よび復調が行われる。この構成の受信機では、一定の周
波数を発生する局部発振器および選択のために、調整に
手間のかかる高選択性の帯域通過フィルタを必要とする
。この方法は長期にわたって技術的可能性に適合しかつ
その間に高度な段階に発展してきた。

信号を処理するデジタル系は、時間関数の量子化され５
、デジタル化された標本値によって動作する。その際標
本化・ぞルスの形態は、標本化される関数のスペクトル
における不都合な歪に関して極めて重要ｆある。理想の
場合標本化関数はディラック（Ｉ）ｉｒａｃ）　’−ｚ
ｅルスの周期的な列である。その′際標本化される信号
は次のように表わされる。

ｘａ（ｔ、）−Σ　Ｘ（ν・Ｔｏ）・ａ（ｔ−νＴｏ）
シー　０ この信号をフーリエ変換すると となる。

その際標本化周波数は、ｆｏ−１／Ｔｏである。上記の
フーリエ変換式から、標本化の都度原ス４り′トルが周
期的に繰返されることがわかる。これにより同時に信号
も周波数位置に変換する、ことが１きる。標本化周波数
は、標本化すべき信号の帯域幅Ｂに関して条件、即ち ω　　≧　　２Ｂ を満足しなければならない。標本化定理として周知のこ
の関係が損なわれると、標本化関数のスペクトルにおい
て個別成分が重畳される原因になり、そうなると本来の
時間関数をもはや再現することができない。従ってそれ
ぞれの信号は標本化の前に帯域制限されなければならな
い。

標′本化保持装置を用いた実際の標本化の際、だけ歪ん
だ本来のスペクトルの周期的な繰返しが得られる。その
除虫じる時間遅嬌は、デジタル調整回路の構成において
は、安定性を損なわれないようにするために考慮されな
ければならない。更に標本化周期の持続時間Ｔの変動（
閉成誤差）は、付加的に振幅歪の原因となる。

従って標本化の精確性および関連のある構成素子の遮断
周波数に対して高度な要求が課せられる。これにより全
体をデジタル化する重要性は低くなる。

第２図のブロック回路図は、スーパヘテロダイン受信機
に相応する構成を有する。広い受信帯域は、高周波また
は中間周波のレベルにおいてアナログフィルタによって
予め選択される。

引続く標本化は、広帯域の予選択に相応して高い標本化
速度を必要とする。この標本化を、同時に再度の中間周
波数レベルへのダウンコンノ々−タと結合することがで
きる。本来の有効信号は、デジタルな方法において選択
される（デジタルな帯域通過フィルタ）。これにより従
来の帯域通過フィル、りの困難な調整が省略される。

このように達成される高い選択性は、フィルタ係の程度
に応じて、不十分にしか選択されていない入力信号の高
い帯域幅との゛関連において、極めて高速なデジタルモ
ジュールを必要とする。従ってこの構成は現状の技術水
準には適していない。

復調は例えば、振幅変調された信号の場合、簡単に実現
される値形成および再度のデジタル低域通過ろ波によっ
て行なうことが１き、その際アナログの場合通例の復調
方法がデジタルの復調にも゛同じように用いられる。

高い標本化速度および計算速度を必要とすることの他に
、この系は更に次の欠点を有する。

即ち搬送周波数と帯域通過フィルタの中心周波数との間
の離調が復調された信号に歪を惹起する。

で丁子づイｒリケい丁ΔＤ変隼グーワケセ与号悲同期デ
ジタル受信機 ペースノ々ンド（中間周波数−０）において復調が行な
われる非同期受信機は、２つの直交信号を用いた同時に
作動するダウンコンノ々−夕を必要とする。第３図に図
示されているこの受信機の構成は、”デジタレル・エン
ゾフェ・ンガー”（ザールラント州の大学の高周波およ
び最高周波技術の講座のコロキウム講演、１９８０年１
月２５日、Ｗ・シャラー）において既に公知ｔある。

入力信号は、 ｘ□（ｔ）　−ａｌ（ｔ）−ｃｏｓ（ωＴｔ＋ψ（ｔ）
）とする。

それから Ｘｏ（ｔ）！１Ｉａｏ−ＣＯ８（ωＴｔ＋Δωｔ＋９１
（１））と、Ｘ（ｔ）■ａ−８１ｎ（ωＴｔ＋Δωｔ＋
ψ１（１））Ｓ　　　　　　　　　　Ｏ との乗算およ−び２倍の搬送周波数における成分を除去
し、かつ混合生成波の帯域幅を引続く標本化に対して許
容される帯域幅に制限する低域通過ろ波の後、次の２つ
の信号が生じる。即ちｕ　（ｔ）−ｋ　−’ａ　（ｔ）
・ｃｏｓ（Δωｔ＋ψ（１）−ψ（ｔ））１　　　　　
　　ｍ２　　１　　　　　　　　　　　　　　１０ ｕｌ（ｔ）−ｋｍ−ｙａｌ（ｔ）・５ｉｎ（Δωｔ＋ψ
１（ｔ）−ψ（ｔ））Δωによって、搬送周波数が局部
発振器の周波数と精確に一致しない場合が考慮される。

時点に−Ｔｏにおいて標本化される上記の両信号は、受
信機のデジタル部において精確な信号帯域幅に制限する
ことができる（選択）。この場合周波数偏移Δωにおい
て、信号スペクトルの、上側波帯および下側波帯からの
成分はそれぞれ異なってろ波され、このために復調され
た信号においてもはや元に戻すことができない程振幅お
よび位相に歪が生じる。しかしデジタルフィルタの重み
付は関数ｈ　（ｋＴｏ）を用いたたたみこみによって表
わされる　る波によって、上記の両信号ｕ１およびｕ２
が周波数偏移のためまだ接触しない限り、即ち 次の式 ％式％ ）） ）） が満たされている限り、入力信号の従来の包絡線は、 の計算によって得られる。角度変調された信号の復調は
、同じ周辺条件下受、 の計算によって行なわれる。

瞬時位相Φ（ｋＴ　）は、局部発振器の位相雑音ψ１お
よび周波数偏移の際不断に大きくなる項によ゛つて誤差
が生じ、その際この項はとりわけ制限される範囲の値に
関して不都合を生ぜしめる原因となる。瞬時周波数Ωは
、瞬時位相の微分によって得られる。瞬時周波数は、Δ
ω−９１だけ誤差が生じる。従って局部発振器の誤った
同期および位相雑音により著しい問題を生じる。

非同期ハイブリツＰ（混成）受信機の別の実施例が第４
図に示されている。２つの直交高調波信号を用いるダウ
ンコンノ々−夕は省略されている。その代わりに受信信
号は中間周波数しＲルに予選択されかつ時間的に（１／
４クロック持続時間だけ）ずれている２つのパルス列に
よって標本化される。この標本化により、標本化速度が
次のように、即ち ｒ−５≧２Ｂ　　ｍｅス に選択されるとき、中間周波敷写を有するペース・り／
ドへのダウン変換が同時に行なわれ、る。

両信号Ｕ□およびｕ２の直交性が確保され２るように、
ｍは奇数に選択しなければならない。その他の構成は、
前段１説明した構成に相応しかつ従って同じ不都合を生
ぜしめる。

第５図の実施例に基づいて同期受信機の原理を説明した
い。この系の重要な構成部分は、電圧制御発振器（以下
ＶＣＯと略記することもある）を周波数および位相にお
いて受信すべき信号と同期する位相調整ループ（フェー
ズ・ロックド・ループ、以″ＦＰＬＬと略記することも
ある）である。この同期信号によって受信信号は中間周
波の平面をう回して直接ベース・２ンＰにダウン変換さ
れかつ同期検波される。従って例えばスー・ξヘテロダ
イン受信機または第４図の受信機におけるように後続の
復調器は省略される。同期検波によって比較的低い閾値
が生じる。

雑音を含む入力信号を次の式、即ち ｘ　　（ｔ）＋ｎ（ｔ）−ａ　　（ｔ）・５ｉｎ（ｃｃ
＋Ｔｔ＋ψＴ）＋ｎ（ｔ　）１ によって表わし、かつＶＣＯ−信号を次の式、即ち Ｘ（ｔ）−ａｏ・ｃｏＳ（ω。ｔ＋９０）によって表わ
し、その際位相ψ。（１）は次の式、即ち ψ。（ｔ、）　−ｋ。ｏｆｙ（τ）ｄ によって決められるものとすると、ＰＬＬの公知の微分
方程式（″オン・オプテイマム・デジタル・フェーズ−
ロックド・ルーゾＳ、、Ｃ，ガプタ著、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ
　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｍ、　　Ｔｅｃｈｎ、　　ｖｏｌ
。

００Ｍ−１６、第３４０〜３４４頁、１９６８年４月、
参照）、即ち次の式 が成立つ。ただしΦ＝ψＴ−ψ。、△ω＝ωＴ−ω。

ｆある。

ＰＬＬは、離調Δωを所定の範囲で自動的に調整しく捕
捉範囲）かつ一度同期状態に達したらそれを保持すると
いう特性を有する。同期状態Δω＝０において位相誤差
Φ（１）の小さい場合正弦関数にその偏角（Ａｒｇｕｍ
ｅｎｔ　）が代入される。これによって生じる直線性微
分方程式から、直線化さｈたＰ４＋Ｌの低域通過−伝達
関数を導出することが１きる。

存する、ＰＬＬの静ループ増幅率ｆある。入力レベルに
依存するため、ＰＬＬの所定の系特性および安定性を保
証するためにループ増幅率を調整する必要がある（“デ
モデュラトーアシャルトウング・ミツト・レーゲルクラ
イス“、Ｒ。

マウラー；Ｍ、ホフマン著、ドイツ連邦共和国特許出顕
部ＡＺ、Ｐ２８５３８９０．１号明細書、ザールプリュ
ツケン、１９７８年１１月、参照）Ｏ ＶＣＯの制御信号７（ｔ）と入力信号の位相との間に、
雑音ｎ’（ｔ）を考慮して次の関係、即ち を定めることができる。ψＴＣｔ）を、信号Ｖ（ｔ）に
よって周波数変調される搬送波の位相とすれば、 ψＴ（ｅ）−ΔΩ−・Ｖ（Ｅｌ） のため、Ｉ’ＬＬの復調特性に対して次の式、即ち が成立つ。

伝達関数Ｈ（ｓ）の帯斌幅を十分大きく選択すれば、復
調される信号ｙ（ｔ）は、変調、信号ｖ　（ｔ’）に直
接比例する成分および雑音成分から成る。この雑音成分
を制限するために、出力側における帯域制限が必要であ
る（Ｔ１（８））。

９０°位相シフトされたＶＣＯ−信号、即ちＸ　２　（
ｔ　）　−ａ。・８１ｎ（ω。＋ψ。）によって、搬送
波振幅ａｔ　（ｔ　）の同期復調が可能！あるＯｘ１と
ｘ２との積から、２倍の嬬破做送波における成分を除去
するための低域通過ろ波後次の信号、則ち が生じる。この信号は、小さな位相誤差の場合搬送波振
幅に直接比例する。この信号は更に振幅変調された信号
の場合には復調される情報である。Ｙｉ（ｔ　）は、自
動増幅調整のため、従ってループ増幅のために使用され
る。その際調整フィルタＦＲ（８）は、増幅調整部の時
定数が、位相調整回路の時定数の少なくとも１０倍の大
きさになるように狭帯域に選択することができるＯ 第５図に図示した、公知の直接混合同期受信機の構成は
、高周波部とそれとは別個の低周波部とに分けられる。

本発明の受信機は、アナログ技術において実現された高
周波部（前置増幅器、混合器、電圧制御発振器、移相器
）とデ・ジタル構成の低周波部（ループフィルタ、出力
側低域フィルタ、増幅調整部）とを有する同期ホモダイ
ン受信機のハイブリッド構成である。第６図に基づいて
この回路について、説明する。

入力信号は前置増幅器ＶＶに供給される。この増幅器の
出力側は２つの分路に分けられる。

一方の、図１は上の方に示す分路は、後置接続された低
域フィルタＴＰ１を有する混合器Ｍ１と、それに続く、
標本化周波数ｆＡによって行なわれる信号標本化に対す
るモジュールとから成る。上記の標本化段の出力側はＡ
Ｄ変換器に導かれており、ＡＤ変換器の出力信号はルー
プフィルタＦ（Ｚ）［供給される。このループフィルタ
の出力側は、一方において所属の出力側低域フィルタ？
、　（Ｚ　）に導かれ、他方においてＤＡ変換器り、　
／　Ａを介して電圧制御発振器ＶＣＯに導かれている。

この電圧制御発振器の出力信号Ｘｏ（ｔ　）は、前記混
合器Ｍ１に供給される。同時に電圧制御発振器ＶＣＯの
出力信号は、位相を７ｃ／２シフトする移相器Ｐｈに供
給される。この移相器の出力信号Ｘ２（ｔ　）は混合器
Ｍ２に印加される。

前置増幅器ＶＶの出力側の別の分路は、この混合器Ｍ２
と低域フィルタＴＰ２とから成る。この低域フィルタに
よって選択された信号は、存在する信号を周波数ｆＡに
よって標本化する標本化段に導かれる。

この標本化段の出力側はＡＤ変換器Ａ　／　Ｄを介して
導かれている。その出力信号ｙ工（ｋＴｏ）は、出力側
低域フィルタＦ２（ｚ）に供給される。上記の出力信号
は同時に、段ＦＲ（ｚ）によって示されている、増幅調
整のために用いられる。この増幅調整段の出力゛信号は
、図示の実施例この調整信号は、電圧制御発振器ＶＣＯ
または２つの低域フィルタＴ　ＰｌおよびＴＰ２に供給
することもｆきる。

２つの出力側低域フィルタＦ１（Ｚ）乃至Ｆ２（ｚ）に
現われる信号から、スイッチＳを介して所望の振幅また
は周波数変調された信号を選択しかつ後置接続されたＤ
Ａ変換器Ｄ　／　Ａを介してアナログ低周波信号に再生
することが１きる。

第６図の受信系におけるこの直線化アナログ−デジタル
（ハイブリッド）位相調整ループＰＬＬの系特性は、ラ
プラス−変換域においても２−変換を使用しても表わす
ことができる。

ヴイーナーの最適フィルタ理論による最適デジタルルー
プフィルタＦ（Ｚ）の規定が、標本化およびデジタル変
換によって惹起される時間遅延を考慮すれば最適のデジ
タルループフィルタは相応のアナログの場合より高い効
率を有することを示す（Ｓ、Ｃ，ガプタ著、６オ、ン・
オゾテイマム・デジタル・フェーズ−ロックド・ループ
ＩＦ、ＥＥ　Ｔｒａｎｓ、Ｏｏｍ、　　Ｔｅｃｈｎ、、
　ｖｏｌ、００Ｍ−１６、第３４０乃至３４４頁、１９
６８年４月、参照）。

第６図のこの新しい構成を有する本発明の受信機は、次
のような特徴を有する、。

位相調整ループを用いた同期技術により１．受信信号は
確実に、位相正しくベース・々ンＰヘダウン変換される
。

中間周波数が存在せず、従って影像周波数−と関連した
問題は生じない（影像周波数は、受信周波数に等しい）
。

予選択は必要でない帯域制限は、ベースノ々ンＰにおい
て、混合器Ｍ１、Ｍ２に後置接続された低域フィルタＴ
Ｐ１、ＴＰ２によって行なわれる。これらフィルタの帯
域幅は、標本化周波数によって規定される。

帯域制限は更に、位相調整ループの伝達関数によって生
じる。

電圧制御発振器ＶＣ○の出方信号は、予選択が行なわれ
ない場合多重受信を妨げるために、極めて僅かな高調波
しか含まないようにしなけれ゛ばならない。

混合器は、広範なダイナミック範囲において歪なく動作
しなければならない（Ｒ，マウラー、Ａ、ゾルム、Ｍ、
ホフマン、”ディレクトミツジエンデス・エンシフアン
ゲスシステム”（ドイツ連邦共和国特許出願用ＡＺ−Ｐ
　２９０２９５２．５号明細書、ザールブリ°ユッヶン
、１９７８年１２月、参照ｉ０ 同期検波によって、従来の復調器を用いる場合よりも低
い閾値を得ることができる。

アナログ技術は、調整可能な前置増幅器ＶＶ、混合器、
電圧制御発振器ＶＣＯおよび移相器ｐｈのような１、高
周波信号を処理しなければならない系の要素を構成する
ためにのみ使用される。標本化をベースノ々ンドに移す
ことによって、高周波側の前取っての選択ろ波は省略さ
れる。

低周波部のデジタル構成により、標本化の前の入力信号
のスペクトル制限およびＡＤ変換が必要となる。これに
より生じる位相誤差は、デジタルループフィルタの選択
の際考慮されなければならない。

デジタル系は、基本的に低周波領域に制限されて使用さ
れる。しかし遮断周波数は、技術的進歩のため徐々に高
くなっているの〒１近い将来テレビジョンにおけるカシ
テレビジョン合成（ＦＢＡＳ）−信号の処理も可能にな
る。デジタル処理部は、完全に集積化できる。

デジタル低周波部（ろ液部、制御部）の特性は１、プロ
グラミング可能ｔある。

大震製産において許容偏差の問題が生じない。調整作業
は省略される。

互換性は制限されている。即ち互換性は、数値表示の形
式および量子化段の数によって決められる。従ってアナ
ログ部において増幅調整部が必要！ある。

ＡＭ−ＦＭおよびＰＭ−受信機に対する構成第６図の一
般的な基本回路は、振幅変調信号の受信にも、角度変調
信号の受信にも適している。基本構成に含まれているＰ
ＬＬは、その都度用途に対して特別構成、即ちプログラ
ミングされなければならない。搬送波を用いた両側波帯
振幅変調された信号の場合ＰＬＬは、場合によってノイ
ズの障害を受けた搬送波にのみ同期するように狭帯域に
構成されなければならない（狭帯域−ＰＬＬ）。同期復
調された有効信号は、同相路において取出される。選択
は、出力側低域フィルタＦ２（Ｚ）によって行なわれる
。

周波数変調された信号は、第６図の回路において広帯域
−ＰＬＬを必要とする。ループフィルタおよび靜ループ
増幅部は、ＰＬＬが一方において最大周波数偏移を調整
することが１き、かつ他方に−おいて有効信号がその全
帯域幅において歪なく復調されるように設計されなけれ
ばならない。遮断周波数が復調された有効信号の最高低
周波数に等しい低域フィルタＦ１（Ｚ）は、雑音最適化
のために用いられる。。

僅かな位相偏移を有する位相変調された信号は、狭帯域
−ＰＬＬによって復調される。ＰＬＬの伝達関数の遮断
周波数は、最低有効信号周波数より低くなければならな
い。復調された信号は、ループフィルタＦ（Ｚ）の前で
取出される。

振幅−および２−ＰＳ、に−変調された信号は、式 ％式％） において表わすことが１き、その際ｖ（ｔ　）は、平均
値のない時間関数フある。従って伝送信号は、搬送波を
有していない。これら信号の受信に適した同期受信機の
構成は、第７図に図示されている。

前置増幅器ＶＶに入力される入力信号は、増幅器の出力
側においてこの場合も２つの分路に分けられる。一方の
分路は、第６図において説明した回路の場合同様に、混
合器Ｍ１と、低域フィルタＴＰ１と、後置接続されたＡ
Ｄ変換器Ａ／Ｄを有する標本化装置ｆＡとの直列回路か
ら成る。このＡＤ変換器の出力信号はそれから別の混合
器Ｍ３の一方の入力側に供給される。

第２の分路は、第６図の回路に類似して、混合器Ｍ２と
、低域フィルタＴＰ２と、後置接続されたＡＤ変換器Ａ
　／　Ｄを有する標本化装置ｆＡとの直列回路から成り
、その際ＡＤ変換器は前記混合器Ｍ３の第２の入力側に
導かれている。

混合器Ｍ３の出力側は、必要なループフィルタＦ（Ｚ）
に接続されており、このループフィルタの出力信号はＤ
Ａ変換器ＤりＡに供給される。

ＤＡ変換器の出力側は電圧制御発振器ＶＣＯに導かれて
いる。発振器ＶＣＯの出力側は、一方において出力信号
Ｘ　を直接混合器Ｍ１に供給し、他方において位相を７
１：　／　２シフトする移相蕎Ｐｈを介して混合器Ｍ２
に導かれている。

第２の分路のＡＤ変換器Ａ　／　Ｄの出力側は、出力側
低域フィルタＦＡ（Ｚ）に接続されており、このフィル
タはＤ／Ａ変換器を介して所望のアナログ低周波信号を
送出する。

増幅調整のための調整情報は、第２の分路の出力信号ｙ
１を低連フィルタＦ２（Ｚ）Ｅ供給した径値形成部（Ｂ
）を介して整流すること）二よって得られる。図示の実
施例（＝おいてこの信号（ま調整フィルタＦＲ（Ｚ）お
よびＤＡ変換器Ｄ　／　Ａの後前置増幅器ＶＶに導かれ
る。

ペースノ々ンドにダウン変換される２つの直交信号は、 Ｏ ｙ　（ｔ、）　Ｑ　ｋｍＴ−ｖ（ｔ）・ｓｉｎΦａ。

ｙ４（ｔ）　−ｋｍ　２　”（ｔ）・ｃｏｓΦｆある。

引続く乗算および低域通過ろ波後次の信号ｚ（’ｔ）−
（、ｋｍ７”　）２　ｖ２（ｔ、）申ｈ（ｔ）−ｓｉｎ
　　２Φが取出される。この信号ｃ′！も（まや関数Ｖ
（ｔ　）の極性に依存していない。コスタス−ループ（
０ｏｓｔａｓ　Ｌｏｏｐ　）−構成は、同期復調に必要
な、中心周波数および位相に関する情報を側波帯から取
出す。

搬送波を用いた残留側帯波信号は、次の式％式％ において表わすことができ、その際 会（ｔ）−ｆｆ（Ｓ（ｔ）） は、ヒルベルト変換を示す。上記号は上側波帯に対して
成立ち、−記号は下側波帯に対して成立つ。この信号と
、次の２つの直交ＶＣＯ−信号（位相誤差Φ−０と仮定
する） ｘ　−ａ　５ｉｒｉ　（１１ｔ ｏ　　　　０　　　　　　　。

Ｘ　１　””　　ａ　ｏ　Ｃ，ＯＳ　　”’　ｏ　ｔと
の乗算により、低域通′過ろ波後次の結果、即ちａｌａ
ｏ　　　　　ａＯａ。

ｙ、（ｔ、）　−−、−＋　ｖ（ｔ）−７＋　ｓ（ｔ、
）７−士会（ｔ）− ｙｑ（ｔ）−４ が生じる。

簡単にするため混合器定数Ｋｍ−１とする。そこＭ　ｙ
　ｑ　（ｔ　）をヒルイルト変換すると、即ち鱈（ｔ）
−−’（士会（ｔ））−王５（ｔ）ｙｌおよびｙｑの加
算によって上側帯波が除去され、一方下側帯波は両側帯
波信号と同じ電力増幅度で伝送される。減算の際上側帯
波はそのまま維持され、かつ下側帯波は零になる。

このために適した回路は第８図に図示されている。ここ
でも入力信号は前置増幅器ＶＶにおいて前取って相応に
増幅された後２つの分路に分けられる。一方の分路は、
混合器Ｍ１と低域フィルタＴＰ　　と、標本化装置ｆＡ
と後置接続されたＡＤ変換器Ａ／Ｄとから成る直列回路
を有する。ＡＤ変換器の出力側は広帯域のヒルベルト変
換器Ｉに導かれ、かつ同時にループフィルタＦ（Ｚ）お
よびＤＡ変換器ＤりＡを介して電圧制御発振器ＶＣＯに
導かれている。この電圧制御発振器の出力信号Ｘ。は、
一方〒混合器Ｍ１に導かれ、かつ同時に位相を７ｃ／２
シフトする移相器ｐｈに導かれる。移相器の出力信号ｘ
１は、混合器Ｍ２に供給される。この混合器Ｍ２は、後
置接続された低域フィルタＴ、Ｐ　　標本化装置ｆＡ１
後続２　） のＡＤ変換器Ａ　／　Ｄとともに第２の分路を形成する
。このＡＤ変換器の出力信号ｙ工（ｋＴｏ）は、前記出
力信号鮨とともに加算器Ａに供給される。この加算器の
出力側は共通の出力側低域フィルタＦＡ（ｚ）に接続さ
れている。この低域フィルタは、後置接続されたＤＡ変
換器Ｄ　／　Ａに導かれている。ＤＡ変換器の出力側に
おいて所望のアナログ低周波信号を取出し可能である。

必要な増幅調整部は、後置接続されたＤＡ変換器ＤりＡ
を有する調整ユニットＦＲ（Ｚ）から成り、即ちＡＤ変
換器および加算器Ａに接続された調整次−ゾによって形
成される。図示の実施例においてはこのようにして得ら
れる調整信号は前置増幅器ｖ■に供給される。

第６図に基づいて既に説明したように、第７図の回路お
よび第８図の回路においても調整信号は図示の例とは異
なって電圧制御発振器ＶＣＯまたは同時に２つの低域フ
ィルタＴＰ１およびＴＰ２に供給することもフきる。

第８図の受信機構成は、単側帯波信号および残留側帯波
信号（例えばテレビジョン信号）を同期復調することが
１きる。単側帯波信号の帯域幅を有する広帯域移相器（
実際のヒルベルト変換器）を用いると、高周波側におい
て単側波帯ろ波を行なわずに、不都合な側波帯が抑圧さ
れる。デジタルヒルベルト変換に対するアルザリズムは
、６トランスノ々−サルフィルタ・ツーア・ヒルベルト
−）９ンスホルマテイオン”（０、ヘルマン著、Ａ、Ｅ
、Ｕ、２３　、　ｔ　９６９年、第７７〜８４頁）から
公知であるが、゛精度および高い方の遮断周波数と低い
方の遮断周波数との比に応じて高価な計算コストを必要
とする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知のスー・ξヘテロダイン受信機の構成を
示すブロック線図であり、第２図はデジタル部を備えた
スー・ξヘテロダイン受信機の構成を示すブロック線図
１あり、第３図は４−スノ々ンドにおいて復調が行なわ
れる非同期デジシル受信機の構成を示すブロック線図で
あり、第４図は非同期ハイブリッＰ受信機の別の実施例
の構成を示すブロック線図であり、第５図は同期受信機
の構成を示すブロック線図であり、第６図はアナログ高
周波部とデジタル低周波部とを有する本発明の同期ホモ
ダイン受信機のハイブリツＰ構成を示すブロック線図で
あり、第７図は搬送波なし、のＰＳＫ−およびＺＳＢ−
信号を受信するのに適した同期ハイブリッＰ受信機の構
成を示すブロック線図であり、第８図は搬送波を用いた
残留および単側帯波信号に対する同期ハイブリッＰ受信
機の構成を示すブロック線図！ある。 ＶＶ・・・前置増幅器、Ｍ１９Ｍ２９Ｍ３・・・混合器
、ＴＰｌ、ＴＰ２・・・低域フィルタ、ｆＡ・・・標本
化装置、Ｆｌ（Ｚ）、Ｆ２（Ｚ）・・・出力側デジタル
低域フィルタ、Ｆ（Ｚ）・・・デジタルループフィルタ
、Ｓ・・・切換スイッチ、ＦＲ（ｚ）・・・増幅調整部
、ｖＣＯ・・・電圧制御発振器、Ｂ・・・値形成部、ｐ
ｈ・・・移相器、Ａ・・・加算器、１・・・ヒルベルト
変換器２１２− 手続補正書（方式） 昭和５７年８　月　１３日 特許庁長官殿 １、事件の表示　昭和５７年特許願第５６１４０号２、
発明の名称 受信系 ４、復代理人 昭和５７年　７月２７日　　（発送日）７、補正の内容 ２１５−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、前置増幅器と、２つの直交作動される混合器と、π
   ／２−移相器と、電圧制御発振器とを有するアナログ技
   術で実現された高周波部から成り、その際高周波信号は
   乗算により位相調整ループを用いて直接ベース・々ンＰ
   に変換されかつ両混合器に後置接続された低域フィルタ
   が簿害となる混合生成波を選択して除去し、かつ更に前
   記高周波部に後置接続された低周波部から成る受信系に
   おいて、ラジオまたはテレビジョン受信系として使用す
   る際低周波部をデジタル技術において実゛現したことを
   特徴とする受信系。 ２、　　低域フィルタ（ＴＰｌ、　ＴＰ２）の後ヘース
   ノ々ンド信号を標本化しく’ｆＡ）、Ａ　Ｄ変換器（Ａ
   ／Ｄ）を介してそれぞれデジタル出・刃側低域フィルタ
   （Ｆｌ（Ｚ）、Ｆ２（Ｚ））に供給し、該フィルタの出
   力側を切換スイッチ（Ｓ）を介して選択的に出力側のＤ
   Ａ変換器（Ｄ／Ａ　）に接続し、かつ更に第１の分路に
   おいてＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）と出力側低域フィルタ（Ｆ
   ｌ（Ｚ）　）との間にデジタルループフィルタ（Ｆ（Ｚ
   ）　）を挿入しかつ別の分路においてＡＤ変換器（Ａ／
   Ｄ）と出力側低域フィルタ（Ｆ２（Ｚ）　）との間に増
   幅調整部（ＦＲ（Ｚ）　、　Ｄ　／Ａ　）を設けた特許
   請求の範囲第１項記載の受信系。 ３、増幅調整部が前置増幅器（ＶＶ）に作用するように
   した特許請求の範囲第２項記載の受信系。 ４、増幅調整部が電圧制御発振器（ＶＣＯ）を制御する
   ようにした特許請求の範囲第２項記載の受信系。 ５、　増幅調整部が、２つの分路に設けられた低域フィ
   ルタ（ＴＰｌ、ＴＰ２）に作用するようにした特許請求
   の範囲第２項記載の受信系。 ６、　位相調整ループを、搬送波にのみ同期するように
   狭帯域に構成し、その際同期復調された有効信号は同相
   路において出力側低域フィルタ（Ｆ２（Ｚ））で取出し
   可能であるようにした特許請求の範囲第２項記載の、搬
   送波を用いた両側波帯振幅変調された信号に対する受信
   系。 ７、　位相調整ループを、最大周波数偏移を調整−Ｙ％
   ｊると同時に有効信号をその全帯域幅において歪なく復
   調するように設計し、その際有効信号は直交位相路にお
   いて、復調される有効信号の最高低周波数に等しいｓ暫
   周波数を有する出力側低域フィルタ（Ｆｌ（Ｚ）　）に
   おいて取出し可能であるようにした特許請求の範囲第゛
   ２項記載の、周波数変調された信号に対する受信系。 ８、（−スノ々ンＰにダウン変轡された直交信号（ｙｉ
   ）をループフィルタ（Ｆ’（Ｚ））の前のマルチプライ
   ヤ（Ｍ３）によって有効信号（ｙ□）と乗算し、出力信
   号をマルチプライヤ（Ｍ３）の前１直交位相路または同
   相路から取出しかつ出力５側低域フイルタ（ＦＡ（Ｚ）
   　）を介して出力側のＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）に供給し、
   かつ低域フィルタ（Ｆ２（Ｚ））によってろ波された信
   号（Ｙｉ）を値形成部（Ｂ）を介して増幅調整部（ＦＲ
   （２））に供給する特許請求の範囲第２項記載の、搬送
   波のない位相変調（ＰＳＫ）および搬送波のない両側波
   帯信号に対す゛る受信系。 ９、前置増幅器（ＶＶ）において増幅された入力信号を
   ２つの分路に分′岐させ、その際第１の分路は混合器（
   Ｍｏ）と、低域フィルタ（ＴＰｌ）と、後置接続された
   ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）を有する標本化装置（ｆＡ）とを
   備えた直列回路から成り、該ＡＤ変換器の出力側を後置
   接続されたＤＡ変換器（Ｄ／、Ａ）を有するループフィ
   ルタ（Ｆ（Ｚ））を介して電圧制御発振器（ＶａＯ）に
   導き、該電圧制御発振器の出力信号（ｘｏ）　　を一方
   において前記混合器（Ｍｌ）に導きかつ他方において位
   相をπ／２シフトする移相器（ｐｈ、）を導き、該移相
   器の出力信号（Ｘ□）を第２め分路に設けられた混合器
   （Ｍ２）に導き、該混合器に低域フィルタ（ＴＰ２）　
   、標本化装置（ｆＡ）およびＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）を後
   置接続し、かつＭＡＤ変換器に生じた出力信号を直接加
   算器（Ａ）の入力側に供給し、一方第１の分路において
   ＡＤ変換器に生じた出力信号を、広帯域のヒルベルト変
   換器１を介挿して前記加算器（Ａ）の他方の入力側に供
   給し、該加算器の出力側を共通の出力側低域フィルタ（
   ＦＡ（Ｚ）　）　　を含ｐてＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）に導
   き、該ＤＡ変換器の出力側において有効信号を取出し可
   能１あり、その際第２の分路のＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）と
   加算器との共通点に増幅調整のための調整ループ（ＦＲ
   （Ｚ）　、　Ｄ／Ａ　）を接続した特許請求の範囲第１
   項記載の受信系。 １０、調整ループが前置増幅器（ＶＶ）に作用するよう
   に、した特許請求の範囲第９項記載の受信系。 １１、調整ループが電圧制御発振器（ｖ、ａ　Ｏ）に作
   用するようにした特許請求の範囲第９項記載の受信系。 １２、電圧調整部が、２つの分路に設けられている低域
   フィルタ（ＴＰｌ、　ＴＰ２）に作用するようにした特
   許請求の範囲第９項記載の受信系。