JPS5853352B2 - 音声合成器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は音声の特徴を少ない情報量で表現して伝送し
たりあるいはメモリに蓄積し、これらの情報からもとの
音声と同程度の品質の音声を合成することができる音声
合成器に関するものである。

音声の特徴を極めて少ない情報量で表現し、それからも
との音声を合成する方式としては部分自己相関係数によ
る合成方式とホルマント合成方式とがある。

前者の方式は部分自己相関係数を乗算の係数としてもつ
合成フィルタに音源信号を通すことによって音声を合成
することができる。

部分自己相関係数は音声波形を分析することによって得
られ、その絶対値がすべて１より小さいという条件が成
り立てば、音声合成フィルタは安定であるという特徴を
もっている。

部分自己相関係数は比較的少ない情報量で音声合成がで
きる反面、パラメータの種類によるスペクトル感度の差
が大きく、補間特性も悪い。

このためパラメータの補間によって音声とは異種の雑音
を発生し、聞きづらい合成音声となる。

また部分自己相関係数はホルマント周波数などの物理特
性に対応していないため、規則による制御を行うのに見
通しが悪く、規則合成には不向きなパラメータである。

これに対し、ホルマント合成方式はホルマント周波数と
そのバンド幅をパラメータとして音声を合成する方式で
あり、パラメータに対する情報量が少くて済むとい１特
徴をもつ。

またパラメータの物理的な対応が得やすいことにおいて
は優れている。

しかしホルマント周波数やバンド幅を抽出するためには
パラメータの大局的な動特性や統計的な性質を利用する
必要があり、完全自動抽出が困難であり、このため自動
的に高品質な合成音声が得にくいという欠点をもつ。

この発明は、これらの欠点を解決するため、音声のスペ
クトル包絡情報を、ホルマント周波数に類似した周波数
領域のパラメータで表現したもので、これらのパラメー
タ抽出にはホルマント抽出における不確実な判断過程を
さけることができ、完全自動抽出ができ、これらのパラ
メータにより帰還路に反共振回路を含む合成フィルタの
反共振周波数を設定することによって、もとの音声に近
い音声を再生でき、その目的は音声を少ない情報量で伝
送したり合成することを可能とする。

以下図面を用いて本発明の構成及び作用の説明を行う。

第１図において音声を合成するには制御信号に基づき、
入力端子１１から一定時間（フレーム周期とよぶ）ごと
に音声の特徴パラメータがインターフェース部１２に入
力されてインタフェース部１２にラッチされる。

入力されたパラメータ中のスペクトル包絡情報を表わす
パラメータはパラメータ変換部１３に送られ、音源情報
を表わすパラメータのうち振幅情報はパラメータ補間部
１４にその他のパラメータ、即ちピッチや有声音、無声
音の区別を示す情報は、音源信号発生部１５にそれぞれ
送られる。

パラメータ変換部１３では入力パラメータから合成フィ
ルタ部１６に対する制御パラメータに変換してパラメー
タ補間部１４へ送る。

パラメータ補間部１４ではスペクトル包絡が時間的にな
めらかに変化するように、制御パラメータ及び音源振幅
に対する各補間値がそれぞれ一定時間ごとに計算される
。

補間された制御パラメータは合成フィルタ部１６に送ら
れ、音源振幅は音源部１５へ送られる。

音源部１５ではピッチ情報と有声音、無声音の情報とか
ら音声の特徴に応じた音源信号を発生し、これと補間さ
れた音源振幅とから、合成フィルタ部１６への入力信号
を供給する。

合成フィルタ部１６では音源信号と制御パラメータから
合成音声を発生する。

合成フィルタ部１６の出力はディジタルアナログ変換部
１７を経てアナログ信号として出力端子１８から出力さ
れる。

制御部１９では音声合成器を正しく動作させるための各
種のクロックを発生し、各部に供給している。

第２図に音源信号発生部１５及び合成フィルタ部１６の
構成例を示す。

声の高さを示すピッチ信号はフレーム周期毎に端子２１
に入力され、補間された音源振幅信号は端子２２に入力
され、音声の有声、無声に関する情報は入力端子２３及
び２４に入力される。

有音声の場合、端子２１からのピッチ信号はピッチレジ
スタ２５に蓄えられる。

端子２６からの標本化周波数のパルスが計数回路２７で
カウントされる。

このカウント数はピッチレジスタ２５の内容と比較器２
８で比較され、同一になったときゲート回路２９．３１
を順次経てインパルスが加算器３２に入力される。

ゲート回路２９の出力は遅延回路３３を通じて計数回路
２７のカウント数を零にリセットする。

ゲート回路２９は端子２３より有声音を示す信号で開か
れ、その出力でゲート回路３１が開らかれると共に端子
２２よりの音源振幅信号が音源振幅回路３４に与えられ
、その出力に応じた振幅のインパルスがゲート回路３１
を通過する。

一方、無声音の場合には端子２６のパルスで動作する擬
似ランダム信号発生回路３６からの擬似ランダム系列が
ゲート回路３７．３８を順次経て加算器３２に入力され
る。

このパルスの振幅はゲート回路３７で音源振幅回路３４
の出力により制御され、ゲート回路３８は端子２４の無
声音を示す信号で開らかれる。

このようにして発生された加算器３２からの音源信号は
増幅回路３９で増幅された後、音声合成フィルタ部１６
に入力される。

合成フィルタ部１６は出力を２つの並列の幹回路４１．
４２を経て帰還するループをもっている。

幹回路４１，４２へは入力端子４４から補間後の制御パ
ラメータが入力され、幹回路４１．４２の出力は加算器
４３で加算され、その加算出力は加算器４５でフィルタ
部１６の入力と加算される。

幹回路４１．４２はその伝送特性が複素平面上の単位円
上に複数個の零点をもつものが用いられる。

幹回路４Ｌ４２はそれぞれ１次、２次のフィルタの多段
縦続接続として構成でき、これ等はデジタルフィルタと
して作る場合は、例えば第３図Ａに示すように１サンプ
ル周期の遅延回路５１と、これにより遅延されたものと
遅延されないものとを加算する加算器５２とによる１次
フィルタまた第３図Ｂに示すように、遅延回路５１を２
段通じたものと通じないものとを加算器５２で加算した
２次フィルタ、更に第３図Ｃに示すように遅延回路５１
を通じて乗算器５３で２ｃＯＳωｉの乗算がされたもの
と、遅延回路５１を２段通じたものと遅延されないもの
とを加算器５２で加算した２次フィルタなどを用いるこ
とができる。

なお、第３図Ａ、Ｂ及びＣにそれぞれ示したフィルタの
伝達関数はそれぞれ１±Ｚ−’ 、 １−Ｚ−２及びｌ
−２ｃｃｓ（１）ｉＺ−’＋ Ｚ ２である。

これらフィルタの縦続接続のみならず、更に高次のフィ
ルタを用いてもよい。

これらフィルタの組み合わせ及び個数は分析次数に依存
し、偶数、奇数によってそれぞれ第４図Ａ、Ｈに示すよ
うになる。

第４図Ａでは分析次数が１０の場合で幹回路４１は１−
Ｚ−’の１次フィルタ５６と２次フィルタ５７〜６１と
が順次直列に接続され、この直列回路に出力端子５５の
出力が掛算器６３で一％が掛算されて供給される。

終段の２次フィルタ６１の出力と、掛算器６３の出力と
が加算器６２で加算されて加算器４３へ供給される。

幹回路４２では、１＋Ｚ−”の１次フィルタ６４と２次
フィルタ６５〜６９との直列回路に掛算器６３の出力が
供給され、その直列回路の出力と掛算器６３の出力とが
加算器７１で加算されて加算器４３へ供給される。

２次フィルタ５７〜６１の各乗算器５３にパラメータω
１〜ω、がそれぞれ与えられ、２次フィルタ６５〜６９
の各乗算器５３にパラメータθ１〜θ、がそれぞれ与え
られる。

第４図Ｂでは分析次数が１１の場合で、幹回路４１にお
いて第４図Ａの場合の１次フィルタ５６が省略され、１
−Ｚ２の２次フィルター２が用いられ、幹回路４２にお
いては１次フィルタ６４が省略され、パラメータθ６が
与えられる２次フィルタ７３が用いられる。

幹回路４１．４２において制御パラメータは反共振周波
数を示すものであり、その周波数においでは幹回路４１
．４２の出力が零になる。

従って幹回路４１，４２に与えられる反共振周波数が接
近する場合には、加算器４３の出力は零に近くなり、帰
還回路のループゲインは１に近くなる。

よって出力端子５５には強い共振特性が現れる。

ここでω１〜ω５．θ１〜θ５が反共振周波数であり、
音声のスペクトル包絡情報を特徴づける。

これらのパラメータとスペクトル包絡特性は第５図に示
す関係があり、隣接するパラメータの近さでスペクトル
の共振特性が表現できることを示している。

これらのパラメータにはＯ〈θ１くω１〈θ２〈・・・
・・・〈ａｉ〈ωｉ〈πの順序関係があり、逆にこの関
係が満たされれば合成フィルタは安定であるという特徴
をもつ。

第６図に特に分析次数が偶数で１０の場合の合成フィル
タ部１６の具体回路例を第４図Ａと対応する部分に同一
符号を付けて示す。

掛算器６３の出力は遅延器７４を通じて幹回路４１，４
２へ供給され、幹回路４１では乗算器７５で−１が乗算
される。

また各幹回路４１．４２で、遅延器７４の出力が各２次
フィルタの節点に加算器７６を介して加えられる。

各乗算器５３に与えられるａｉ。ｂ（ｉ＝１ 、２、−
５ ）はそれぞれ−２ＣＯ５ω１１２ＣＯ５θｉであり
、０くωｉ、θｉ〈πである。

１次および２次フィルタの順序は任意であり、また分析
次数が奇数の場合でも第６図に示したものと類似した合
成フィルタ形式が可能である。

さらに第６図に示したものを等価変換することにより誘
導される第７図に示すような合成フィルタ形式も可能で
ある。

分析次数が奇数の場合はそれぞれ第６図、第７図と対応
して第８図、第９図に示すようになる。

これらのどの場合についても演算方式は直列方式および
並列方式のどちらでも可能である。

第６図〜第９図から解るように同種類の演算がくり返さ
れることにより、１つの乗算器と複数の加算器とを用い
ての多重化が可能でありハードウェアを簡単化できる。

また多重化によって演算を行う場合、演算の順序として
は第１図を例にとれば５１゜５８、・・・・・・６Ｌ６
５．・・・・・・６９と行ってもよく、５７ 、６５
、５８ 、６６ 、・・・・・・６１．６９と幹回路４
１．４２を交互に行ってもよい。

このとき第７図、第９図の演算の途中結果の和は第１０
図に示すように加算器８１〜８５を両幹回路４１，４２
に共用して実現できる。

合成フィルタ部１６とそれを制御するパラメータとが以
上のような構造になっているから、その効果としてはパ
ラメータの補間特性に優れ、第５図からも明らかなよう
にスペクトル包絡特性との対応も得やすい。

また同一構造の回路の繰返しであるから、多重化によっ
て回路規模を著しく小さくできる。

従ってこの発明の音声合成器は部分自己相関係数による
音声合成とホルマント合成の両者の長所を備えるもので
あり、これを利用して少ない情報量で音声を合成したり
、規則による音声合成を行うことができる。

以上説明したようにこの発明は音声のスペクトル包絡情
報をホルマント周波数に類似した周波数領域のパラメー
タで表現しているため、パラメータとスペクトル包絡情
報との直観的な対応が得やすい及び補間特性に優れてい
るなどの利点がありこのため従来の方法より少ない情報
量で音声を伝送したり、メモリに蓄積できる。

従って音声の狭帯域伝送を行って経済的な通信を実現で
き、音声を利用した各種サービスにおけるメモリの有効
利用ができる。

また制御方法を変化させるだけで声の高さを変えること
なく早口で音声を出力したりゆっくりした調子で出力し
たりできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の音声合成器を示す構成図、第２図は
音源信号発生部及び合成フィルタ部の構成例を示すブロ
ック図、第３図は合成フィルタ部を構成する１次または
２次フィルタを示す回路図、第４図は分析次数が偶数及
び奇数の場合の合成フィルタ部の実施例を示す図、第５
図は合成フィルタ部を制御するパラメータとスペクトル
包絡との対応関係を示す図、第６図は分析次数が１０の
場合の合成フィルタ部の具体例を示す図、第７図は第６
図の等価変換によって得られる合成フィルタ部を示す図
、第８図は分析次数が１１の場合の合成フィルタ部の具
体例を示す図、第９図は第８図の等価変換によって得ら
れる合成フィルタを示す図、第１０図は第７図の演算順
序を変更した場合の回路例を示す図である。 １１：パラメータ入力端子、１２：インタフェース部、
１３：変換部、１４：補間部）１５：音源部、１６：フ
ィルタ部、１７：ＤＡ変換部、２５：ピッチレジスタ、
２１：ピッチパルス発生用計数回路、２８：比較回路、
３６：擬似ランダム信号発生回路、４１，４２：幹回路
、５７〜６１゜６６〜６９，７３：２次フィルタ、５６
，６４ニ一次フィルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 音声の基本周期を示す信号により制御され、その周
   期のパネルまたはパルス列を発生する基本周期音源と、
   不規則な信号を発生する雑音源と、これら基本周期音源
   及び雑音源から出力される信号を入力とし、単位円上に
   零点をもつ係数の異る２次フィルタの複数段が動作的に
   直列接続されて構成される一対の幹回路を帰還路にもつ
   音声合成フィルタと、上記２次フィルタの係数を制御し
   て音声のスペクトル包絡特性を変化させて上記音声合成
   フィルタから音声信号を出力させる制御部とを具備する
   音声合成器。