JPH0441838B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は擬フオルマント型ボコーダ、とくに合
成側に２種類の異なる合成手段を設けて動作環境
に適応させる機能を有する擬フオルマント型ボコ
ーダに関する。

音声分析側でCSM（Composite Sinusoidal
Modeling：複合正弦波モデル）音声分析により
音声信号の擬フオルマント情報を抽出し、これを
合成側に伝送して、この擬フオルマント情報
（CSMパラメータ）から独特のCSM音声合成手
段を用いて音声を再現させる擬フオルマント型ボ
コーダは、嵯峨山氏らの論文“複合正弦波モデル
による音声スペクトルの分析”電子通信学会誌
Vol.J64−ＡNo.２により明らかにされている。

この擬フオルマント型ボコーダは、後述するよ
うに、合成側に伝送されるパラメータによつて帯
域特性が指定されるような帯域フイルタを含ま
ず、このために伝送情報に誤りが生じても不安定
に陥ることがないために、とくに伝送路の誤り率
の劣化に対して強い耐性を有している。しかしな
がら、誤り率が問題にならないような動作環境の
場合には、同じ程度の情報量を用いて再成された
LPC音声合成方式による再生音声に対して音質
がやや劣るという欠点を有している。

（発明の目的） 本発明の目的は、伝送路の誤り率が良好な場合
に、より高度の音声品質が得られるLPC音声合
成方式と、誤り率の劣化に対してより高い耐性を
もつCSM音声合成方式の両者の特徴を併せもつ
擬フオルマント型ボコーダを提供するにある。

（発明の構成） 本発明のボコーダは、入力音声信号のCSM分
析によつて抽出されるCSMパラメータ情報を伝
送する送信側と、前記伝送路を介して伝送された
前記CSMパラメータ情報の指定する各周波数に
設定される複数の位相リセツト機能付可変周波数
発振器とこれに対応して前記発振器の出力を伝送
された前記CSMパラメータ情報の指定する各強
度に設定する複数の可変利得増幅器と前記複数の
増幅器の合成出力に演算する可変長窓関数発生器
と乱数発生器とを備え有声音合成時にはピツチ周
期に対応して前記各発振器の位相リセツトを行な
いまた無声音合成時には前記乱数発生器の出力よ
り算出される周期に対応して前記各発振器の位相
リセツトを行ないまた前記窓関数発生器の動作を
前記位相リセツトの動作と同期せしめるようにし
てCSM音声合成を行なうCSM合成手段と、伝送
された前記CSMパラメータ情報をLPCパラメー
タ情報に変換しこれを用いてLPC音声合成を行
なうLPC合成手段と、前記CSM合成手段の出力
と前記LPC合成手段の出力とを前記伝送路の伝
送品質に対する評価に従つて可変荷重合成するよ
うにした可変荷重合成手段とを含む受信側とを有
する。

（原 理） 次に、本ボコーダの成立に重要な関係を有する
CSM音声分析合成の原理について説明する。

CSMとは、音声信号を振幅と周波数とを自由
に選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正弦
波の和として、表現するものである。この正弦波
の個数としては高々４〜６個の予め定めた数が用
いられる。

従つてCSM音声合成を行なう場合には、まず
音声信号をCSM音声分析により、予め定められ
た個数の正弦波の和として表現する必要がある。
CSM音声分析については後に詳述することとし、
ここではその要点のみを説明する。

CSM分析においてもLPC分析の場合と同様に、
位相情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分
による不安定性の回避等を目的に、中間パラメー
タとして自己相関係数を使用する。

すなわち、CSM分析は、各分析フレーム毎に
表現されるべき音声波形から直接算出される標本
自己相関係数の低次のタツプのＮ個を、合成波の
自己相関係数の低次のタツプのＮ個と一致するよ
うに、合成すべき各正弦波の周波数およびその強
度（電力振幅）を決定することである。

今、合成すべき正弦波の個数をｎとし、各正弦
波の角周波数をω_i（ｉ＝１，２，…ｎ）、各正弦波
の強度をm_iとすると、CSMの合成波y_tは、 y_t＝_o 〓ⁱ⁼¹ √_isin（ω_it＋φ_i） となるが、このタツプｌの自己相関係数γ_lはω_i，
m_iを用いて容易に表わされ、 γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icosl ω_i である。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルを
X_tとすると、あるフレームにおけるタツプｌの
標本自己相関係数υ_lは υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l として与えられる。

但し、Ｍは１分析フレームにおけるサンプル数
である。

さて、CSM分析においては、上述のγ_lが、与
えられたυ_lと低次のＮ個について等しくなるよう
に各m_i，ω_iの値を決定することである。

すなわち、 γ_l＝υ_l：但し、ｌ＝０，１，２，…Ｎ が成立するようにm_i，ω_iの値を決定することであ
る。

この具体的な方法については後に詳述すること
にして、ここでは、上述のｎ個の正弦波のm_iお
よびω_iが、与えられた音声信号に応答して各分析
フレームごとに次次に得られるものとする。

こうして得られたCSMパラメータm_i，ω_iによ
る音声特徴ペクトルパターンの一例を第１図に示
す。

また、分析フレームの窓長を30mSECとして分
析した９次（Ｎ＝９）のCSM（正弦波の個数ｎ＝
５）ラインスペクトルと同一の音声サンプルより
求めた９次LPCスペクトル包絡（LPC合成フイ
ルタの周波数伝送特性）との対応例を第２図に示
す。

なお、上述の次数Ｎと、正弦波の個数ｎとの間
には後述するように Ｎ＝2n−１ の関係がある。

これらの図より、CSMは表現すべき原音声の
特徴を抽出した情報を含んでいることが窺える。

しかしながら、こうしてCSM分析の結果得ら
れたｎ個のm_i，ω_iの値を用いて、このm_i，ω_iで指
定される強度（実際の振幅は前述のように√_i）
および角周波数をもつｎ個の正弦波を作り、これ
を単純に加算合成しただけでは、人間の耳には、
単に正弦波が合成された音として聞える程度で、
もとの音声を再現するという目的は殆んど達成で
きない。

これは、正弦波を単純加算しても、発生された
信号のスペクトルは、離散化されたｎ個の線スペ
クトルに過ぎず、一方、音声信号のスペクトルは
連続的なスペクトル包絡を有し、さらにまた、有
声音ではピツチ構造で表現され、また無声音では
確率過程で表現される微細なスペクトル構造を合
せもつていて、単純加算したCSMと音声信号と
はスペクトル構造が全く異なつていることに起因
すると考えられる。

そこで、CSMを用いて音声を合成するには、
何らかの方法を用いて線スペクトルを連続的なス
ペクトルへ拡散することが必要となる。つまり
CSM音声合成とは、第１図、第２図で示される
ような線スペクトルで表現された音声特徴スベク
トルパターンから音声スペクトルパターンを発生
させることと考えることができる。

本発明においては、CSM音声合成において上
述のスペクトル拡散を行なうために、以下のよう
な手法を用いる。

すなわち、有声音は明確なピツチ構造を有する
ため、前述のようにして指定されるｎ個の各正弦
波を、このピツチ周期ごとに位相のリセツトを行
なう。これにより、簡単にスペクトル包絡の発生
とピツチの微細スペクトル構造の発生とが可能に
なる。

さらにまた、実施例の説明において詳述するよ
うな特殊の時間窓処理を上述の位相リセツト波形
に施すことにより位相リセツト時における合成波
形の不連続性を除き、音声波形のもつ連続性を確
保している。

以上の実施により第２図に示したCSMのライ
ンスペクトルは、第３図Ａに示されるように拡散
され、スペクトル包絡とピツチの微細構造とを有
するスペクトルに変化し、聴覚的にも充分実用に
耐える音質が得られることが実験結果明らかとな
つている。

なお参考のため、上述の処理を行なわず単純加
算をしただけのCSMのスペクトルを第３図Ｂに
示す。前述のように、このようなスペクトルをも
つ波形では聴覚的には単に正弦波が合成された音
として聞える程度で、音声を再現するという目的
は殆んど達成されない。

以上は有声音の場合であるが、無声音の場合に
は以下のように行なう。すなわち、上述の有声音
の場合に、ピツチ周期毎に行なつた位相のリセツ
トと特殊の時間窓処理とを、無声音の場合にはピ
ツチ周期のかわりに、確率過程としてランダムに
発生するパルスを用い、このパルスの発生時点ご
とに上述の処理を実施するようにする。

以上の手法を用いることにより聴覚的に充分実
用に耐えるCSM音声合成を行なうことができる。
なお、以上のCSM音声合成はフイルタを用いな
い合成法であるため、合成側の安定性に対する考
慮を必要としない。このため、m_i，ω_iの情報を合
成側に伝送し、合成側で上述のCSM音声合成に
より音声を再現するような通信手段に用いる場合
に、伝送路の品質が比較的劣悪で伝送途中でエラ
ーを発生するような場合にもエラーに対する耐性
が強く、比較的良好な音質を保持するという特徴
がある。

しかしながら一方、エラーの少ない場合には、
同程度の情報量を用いたLPCパラメータによる
音声合成に対して音質がやや劣るという欠点があ
る。

そこで本ボコーダにおいては、合成側におい
て、LPCパラメータによる音声合成を行なう
LPC音声合成手段と、上に述べたCSM音声合成
手段と、上に述べたCSM音声合成手段との両手
段を別に設けておき、両者の出力を伝送路の品質
評価に従つて可変荷重合成を行なう。これにより
伝送路品質が非常に良好な場合には、LPC音声
合成手段の出力が用いられ、また伝送路の品質が
非常に悪い場合にはCSM音声合成手段の出力が
用いられるようにし、この中間の遷移領域におい
ては両者の間で連続的な移行が行なわれるように
し、これによつてかなり異質の音質を有する
LPC合成音からCSM合成音への突然の切替に伴
なう不自然さを除くようにしている。

また回線品質に対する評価としては、後述する
ようにCSM音声合成手段の出力とLPC音声合成
手段の出力との比を用いているが、これは伝送路
の品質が劣化してエラーが増しても前者は殆んど
影響を受けないのに、後者はLPC合成フイルタ
が不安定となりこのため出力電力が異常に増加す
る確率が高くなるという特性を利用したものであ
る。

（実施例） 次に本発明を実施例を用いて詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。

本実施例は、第４図に示すように、CSM分析
部２およびコーダ部３を含む送信側１と、デコー
ダ部５、CSM合成部６、CSM／LPCパラメータ
変換部７、LPC合成部８および可変可重合成部
９を含む受信側４とから構成されている。

入力音声信号はライン１０００を介して送信側
１に入力され、送信側１から伝送路３０００を介
して受信側４に伝送され、受信側４からライン９
０００を介して出力音声信号として出力される。

前記CSM分析部２は第５図に示すように、さ
らにＡ／Ｄ変換器２０１、ハミング窓処理器２０
２、自己相関係数計測器２０３、CSM分析器２
０４およびピツチ・Ｖ／UV分析器２０５を含
む。

また前記CSM合成部６は、第６図に示すよう
に、ｎ個の位相リセツト機能付可変周波数発振器
６０１−１〜６０１−ｎ、ｎ個の可変利得増幅器
６０２−１〜６０２−ｎ、加算合成器６０３、乗
算器６０４、乗算器６０５、Ｖ／UV切換器６０
６、可変長窓関数発生器６０７、周期算出器６０
８および乱数発生器６０９を含む。

さらにまた、前記CSM／LPCパラメータ変換
部７は、第７図に示すように、CSMパラメー
タ／自己相関係数変換部７０１および自己相関係
数／LPCパラメータ変換器７０２を含み、また
前記LPC合成部８は、第８図に示すようにLPC
合成フイルタ８０１、パルス発振器８０２、Ｖ／
UV切替器８０３、電力制御器８０４および雑音
発生器８０５を含んでいる。

最後に前記可変荷重合成部９は第９図に示すよ
うに、一時メモリ９０１，９０４、電力算出器９
０２，９０５、乗算器９０３，９０６、ウエイト
算出器９０７および加算合成器９０８を含んでい
る。

さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝
送されるべき音声波形は、入力ライン１０００を
介して、Ａ／Ｄ変換器２０１に供給され（第５
図）、ここで振幅および時間軸が量子化されたデ
イジタルデータに変換され、この出力はそれぞ
れ、ハミング窓処理器２０２およびピツチ・Ｖ／
UV分析器２０５に供給される。ハミング窓処理
器２０２に供給されたデイジタルデータは、予め
定められている１フレームごとに公知のハミング
窓関数による荷重乗算がなされ、各フレームのデ
ータごとに自己相関係数計測器２０３に供給され
る。

自己相関係数計測器２０３は、こうして入力さ
れた各フレームのデータごとに、前述した下記の
演算から低位のＮ個の自己相関係数υ_l（但しｌ＝
１，２，…，Ｎ）を求める。

すなわち、１フレーム分のデータをX_t（但しｔ
＝０，１，…Ｍ−１）とすると、 υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l の演算処理を行なうことにより、Ｎ個の各υ_lを求
める。

こうして求められた各フレームごとのυ_lの組を
次のCSM分析器２０４に供給するとともに、こ
の中のυ_p（つまりυ_p＝１／Ｍ_M-1 〓^t=0 X² _t）をこのフレーム における電力情報としてコーダ部３に供給する。

さて、上述の各フレームごとの自己相関係数υ_l
の組の供給を受けたCSM分析器２０４は、後に
詳述する演算を行なうことによつて対応するフレ
ームのCSMのｎ個の各正弦波の強度および角周
波数を指定するm_i，ω_i（但しｉ＝１，２，…ｎ）
の組を決定し、これをコーダ部３に供給する。

また、Ａ／Ｄ変換器２０１から原音声信号のデ
イジタルデータの供給を受けたピツチ・Ｖ／UV
分析器２０５は、ピツチ周期と、有声音(t)／無声
音（UV）に関する情報を抽出してコーダ部３に
供給する。

さて、以上の各信号の供給を受けたコーダ部３
は、これらの信号を、受信側における分離が容易
に行なえ、また要求された音質と伝送路の伝送容
量とに見合つた粗さで符号化合成し、伝送路３０
００を介して受信側４に伝送する。

さて、受信側４においては、こうして伝送され
た信号を、第４図に示すようにデコーダ部５にお
いて受信し、送信側１のコーダ部３の入力側に供
給された各種の信号を分離し、これらの信号をそ
れぞれCSM合成部６およびCSM／LPCパラメー
タ変換部７に供給する。

CSM合成部６（第６図）においては、デコー
ダ部５から供給されるCSMのｎ個の各波の角周
波数を指定するω_i（ω₁〜ω_o）は、ｎ個の位相リセ
ツト機能付可変周波数発振器６０１−１〜６０１
−ｎの周波数制御入力端子に加えられ、これら発
振器の出力角周波数を指定された角周波数ω₁〜
ω_oに設定する。またCSMのｎ個の各波の強度
（電力振幅）を指定するパラメータm₁〜m_oは前
記ｎ個の可変利得増幅器６０２−１〜６０２−ｎ
の利得制御端子に供給され、これによつて各周波
数の発振電力が指定された値になるように制御す
る。

こうして得られたｎ個の出力は、加算合成器６
０３において加算合成が行なわれた後、次の乗算
器６０４に供給される。

さて、デコーダ部５で分離されたピツチ周期デ
ータと、Ｖ／UV情報（有声音／無声音情報）と
は、それぞれ、Ｖ／UV切換器６０６に供給され
る。

一方、乱数発生器６０９で発生された乱数が、
周期算出器６０８に供給され、ここで乱数の分布
幅およびその下限値が特定の値になるように変換
され、無声音時の位相リセツト時間間隔を決定す
るデータ列としてＶ／UV切換器２０６に供給さ
れる。

かくして、前述のＶ／UV情報が有声音(t)を指
定する場合には、切替器６０６は、前述のピツチ
周期データ側を選択し、これを可変長窓関数発生
器６０７に供給する。またもし前述のＶ／UV情
報が無声音（UV）を指定する場合には、切替器
６０６は、前述の周期算出器６０８の出力の確率
過程で発生するランダムな時間間隔を表わすデー
タ側を選択し、これを上述のピツチ周期を表わす
デイジタルデータ列のかわりに、窓関数発生器６
０７に供給する。

さて、窓関数発生器６０７は、前述の位相リセ
ツトによつて出力波形に生ずる不連続を除き、音
声波形のもつ連続性を確保する窓関数を発生する
ためのもので、またさらにこの窓関数と密接な時
間関係を有する位相リセツト用パルスをも発生す
る。

前述のように、窓関数発生器６０７には、切替
器６０６を介して、次次の位相リセツト用パルス
間の間隔を指定するデータ列が入力されるが、窓
関数発生器６０７は、このデータで指定される時
間間隔を有するインパルスを次次に発生し、これ
をライン６０７１を介して位相リセツト機能付可
変周波数発振器６０１−１〜６０１−ｎの位相リ
セツト端子に供給し、これによつてこれら発振器
の位相リセツトを行なう。

さて、窓関数発生器６０７は上述の位相リセツ
トパルスの発生と同期して下記のような可変長の
窓関数ｗ(x)を発生する。

すなわち、入力されたデータにより指定された
その時点における位相リセツト用パルス間間隔の
値をＴとし、前の位相リセツト用パルスが発生し
てからの経過時間をｘとすると ｗ(x)＝0.5＋0.5cos（πｘ／Ｔ） 但し ０＜ｘＴ で表わされるような窓関数を発生する。この窓関
数ｗ(x)を第１０図Ａに示す。上述のＴの値は、有
声音の場合にはピツチ周期を表わし、無声音の場
合には確率過程で発生する変数を表わすので、い
ずれの場合にも時間とともに変化する。従つてこ
の窓関数ｗ(x)は可変長であり、上述の位相リセツ
ト用パルスの発生と第１０図Ｂに示すような相対
時間関係で同期している（窓関数の開始時点およ
び終止時点が位相リセツト用パルスの発生時点と
ほぼ一致している）。

こうして発生された窓関数は、ライン６０７２
を介して、乗算器６０４に供給される。この結
果、乗算器６０４において、加算合成器６０３で
合成された各位相リセツト用パルスごとに位相リ
セツトされるｎ個の正弦波と、各位相リセツト用
パルスに同期して発生される上述の窓関数ｗ(x)と
の積が得られる。こうして得られる波形は、各正
弦波が、位相リセツトされる直前で窓関数(x)の乗
算により連続的に０に収束されており、また位相
リセツト時点では各正弦波は０から立ち上るよう
にしているので波形の連続性が確保され、かくし
て窓関数ｗ(x)の乗算により位相リセツト波形に生
ずる不連続性を除くことができる。

不連続性を除かれた乗算器６０４の出力は、次
の乗算器６０５に供給され、ここで、デコーダ部
５によつて分離された各フレームの電力情報υ_pに
よつて荷重され、CSM合成部６からの合成音声
としてライン６０００を介して可変荷重合成部９
へ供給される。

さて、一方CSM／LPCパラメータ変換部７
（第７図）においては、デコーダ部５から供給さ
れるCSMのｎ個の各角周波数を指定するω_i（ｉ＝
１〜ｎ）およびｎ個の各波の強度（電力振幅）を
指定するパラメータm_i（ｉ＝１〜ｎ）はCSMパラ
メータ／自己相関係数変換器７０１に供給され、
ここで自己相関係数に変換される。

すなわち、上述のように指定されたCSMのｎ
個の正弦波の合成波形のタツプｌの自己相関係数
をγ_lとすると、γ_lは供給されたパラメータω_im_iを
用いて γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icos ｌ ω_i 但しｌ＝１，２，…，Ｎ の演算により、容易に求めることができる。

こうして求められた自己相関係数の組は、次の
自己相関係数／LPCパラメータ変換器７０２に
供給され、ここでよく知られた手法によりLPC
パラメータに変換されてLPC合成部８に供給さ
れる。

LPCパラメータα_i（ｉ＝１，…Ｎ）は例えば、
Durbin（ダービン）の方法用いて下式を解くこと
により容易に求めることができる。

LPC合成部８（第８図）においては、供給さ
れたLPCパラメータα_i（ｉ＝１，２，…Ｎ）は
LPC合成フイルタ８０１の定数して設定される。

一方デコーダ部５で分離されたピツチ周期デー
タはパルス発振器８０２に供給され、この出力パ
ルスの周期を指定されたピツチ周期になるように
制御する。

また、Ｖ／UV情報（有声音／無声音情報）は
Ｖ／UV切替器８０３に切替制御信号として供給
され、有声音(t)の場合には切替器８０３がパルス
発振器８０２の出力側を選択し、無声音（UV）
の場合には切替器８０３が雑音発生器８０５の出
力側を選択するように制御する。

かくして選択された切替器８０３の出力は電力
制御器８０４に供給され、ここでデコーダ部５に
よつて分離された電力情報υ_pによつて電力制御を
受けた後にLPC合成フイルタ８０１に対する駆
動信号として供給される。

以上によりLPC合成フイルタ８０１は音声信
号を合成し、合成された信号は、LPC合成部８
からの合成音声信号としてライン８０００を介し
て可変荷重合成部９へ供給される。

さて、CSM合成部６およびLPC合成部８から
ライン６０００およびライン８０００を介して、
それぞれの合成音声信号の供給を受けた可変荷重
合成部９（第９図）は、両者からの入力音声信号
を以下に示すようにして合成する。

まず、それぞれの入力音声信号は、電力算出器
９０２および９０５に供給される。これによつ
て、それぞれの信号の刻々の電力（適用な窓関数
を乗じて得られる電力）が計測された電力はウエ
イト算出器９０７に供給される。ウエイト算出器
９０７において両者の電力の比によつて定まる荷
重信号すなわちウエイトW_CSMおよびウエイト
W_LPCが生成され、それぞれ乗算器９０３および
乗算器９０６に供給される。

一方、それぞれの前記入力音声信号は、一時メ
モリ９０１および一時メモリ９０４を介してそれ
ぞれ前述の乗算器９０３および乗算器９０６のも
う一方の入力として供給される。一時メモリ９０
１および一時メモリ９０４は、それぞれの信号の
遅延時間を調整し、両者の遅延時間の差をなくし
て合成時の不自然さを除くためのものである。

さて、遅延補正がなされたそれぞれの信号は、
乗算器９０３および乗算器９０６において、前述
のウエイトW_CSMおよびW_LPCによつてそれぞれ荷
重乗算（重みづけ）が施こされた後、加算器９０
８において加算合成が行なわれ、出力ライン９０
００から最終合成音声信号として出力される。

以上のような合成法をとることにより、それぞ
れの入力音声信号の電力比に応じて、それぞれの
入力信号に対する荷重（ウエイト）が制御されて
合成されるが、この荷重制御特性の一例を第１１
図に示す。

すなわち、CSM側電力とLPC側電力との比ｒ
が殆んど１に等しい正常な状態の場合には、
LPC側に対するウエイトW_LPCは殆んど１となり、
これに対してCSM側に対するウエイトW_CSMは殆
んど０となる。

伝送路の誤り率が劣化して、前述のように
LPC側の電力が増加し両者の比が小さくなると、
W_LPCは、１から除々に減小し、W_CSMは０から
除々に増大する。かくして、LPC側の電力が
CSM側の電力に対して４倍程度に増大した状態
（ｒ≒0.25）では、ウエイトW_LPCおよびW_CSMは殆
んど相等しく0.5として合成される。

さらに、誤り率が劣化して、LPC側の電力が
大きくなると、W_CSMは殆んど１となりW_LPCは殆
んど０となる。

以上のようにして、伝送路の状態が良好でエラ
ーが無い場合には、より音質の良いLPC音声合
成による出力が用いられ、伝送路の状態が劣化て
多くのエラーが発生する場合にはエラーに対する
耐性の強いCSM音声合成による出力が用いられ
る。そして中間の遷移領域においては両者の合成
に対するウエイトが連続的に変化して一方から他
方に移行するようにし、これによつて異質の音質
を有する両合成方式の出力の急な切替に伴なう不
自然さをなくすようにしている。

以上述べたように、本実施例によると、送信側
においてCSM音声分析により、CSMパラメータ
（擬フオルマント情報）を抽出し、これを他の音
源情報とともに符号化て伝送路に送出し、受信側
においては、伝送されたCSMパラメータを用い
て直接CSM音声合成を行なう挟持のCSM音声合
成部と、伝送されたCSMパラメータをいつたん
LPCパラメータに変換してからLPC音声合成を
行なうLPC音声合成部とを設け、両者の出力を
上述のように可変荷重合成することによりそれぞ
れの音声合成方式の優れた特徴を発揮する擬フオ
ルマント型ボコーダを提供できる。

以下、CSM合成部６に用いられている各種回
路について説明する。

まず、位相リセツト機能付可変周波数発振器６
０１の回路例を第１２図に示す。周波数制御端子
６０１１に加わる電圧によつて、定電流源６０１
２および６０１３に流れる、容量６０１４に対す
る充放電電流値を制御し、これによつて発振周波
数を可変とする。υ点の発振電圧波形は基準電圧
の＋V_rと−V_rとの間を直線的に上下する三角波
形となる。

位相リセツト端子６０１５にインパルスを加え
ると、υ点は瞬間的に接地されて、強制的に０電
位に引き戻され、そこから発振を再スタートして
位相リセツトが行なわれる。このυ点の三角波発
振出力を正弦波変換器６０１６に入力し正弦波に
変換して端子６０１７より出力し、これを発振器
６０１の出力として用いる。正弦波変換器６０１
６は例えばROMに格納したサイン関数値を入力
波形で読出す等の方法により容易に実現できる。

またこのような位相リセツト機能付可変周波数
発振器は計算器のプログラムを用いて実現するこ
とも容易である。

次に可変利得増幅器６０２の回路側を第１３図
に示す。増幅すべき信号を端子６０２１に加え、
制御信号を端子６０２２に加えることによつて負
帰還量を制御し出力端子６０２３に制御された振
幅を有する出力を得る。

またこのほかに、アナログ乗算器を用いて実現
することもできるし、またＤ／Ａ変換器の基準電
圧にアナログ波形入力を用い、デイジタル入力に
デイジタル量で表現された制御情報を用いる等の
方法によつても容易に実現することができる。

次に乱数発生器６０９の一回路例を第１４図に
示す。15段のシフトレジスタ６０９１と１個の半
加算器６０９２とにより2¹⁵−１の周期を有する
15次のＭ系列の擬似乱数を発生する。必要な時点
でクロツク端子６０９３にシフトパルスを加える
ことにより次の乱数値が得られる。

次に周期算出器６０８のブロツク図を第１５図
Ａに示す。これは上述の乱数発生器６０９から出
力される０から2¹⁵−１の範囲に一様に分布して
いる乱数を、無声音時の位相リセツト用パルスの
時間間隔を指定する乱数として用いるのに適した
分布に変換するもので、定数乗算器６０８１と定
数加算器６０８２よりなる。これによつて、第１
５図Ｂに示すように、乱数の分布幅Ｄと下限値Ｌ
とを適当な値に設定することができる。

次に窓関数発生器６０７の一実施例を第１６図
に示す。これは、レジスタ６０７３、プリセツト
可能なダウンカウンタ６０７４、カウンタ６０７
５、読読出し専用メモリ（ROM）６０７６を含
んでいる。切替器６０６から供給された位相リセ
ツト用パルス間隔を指定するデータＴは、レジス
タ６０７３に格納される。ダウンカウンタ６０７
４は一定周期の高速クロツクCLKをカウントす
るカウンタで、まず、レジスタ６０７３の内容Ｔ
をプリセツトし、これをクロツクCLKを用いて
ダウンカウントする。カウンタ６０７４の内容が
０になると出力端子よりパルスを発生し、これに
より再びレジスタ６０７３の内容をプリセツトし
てこの値のダウンカウントを開始する。かくして
ダウンカウンタ６０７４の出力６０７４−１には
Ｔに比例した周期（例えばＴ／ｋ）をもつパルス
列が発生する。このパルス列はカウンタ６０７５
のクロツクとして加えられる。このクロツクで歩
進されるカウンタ６０７５のカウント出力６０７
５−１はROM６０７６にアドレス指定信号とし
て加えられ、そこに書き込まれている窓関数ｗ(x)
のデータを順番に読出してライン６０７２に出力
する。カウンタ６０７５の内容がｋになると、
ROM６０７６の最後のデータが読出されてライ
ン６０７１にリセツトパルスを出力する。このリ
セツトパルスは、発振器６０１−１〜６０１−ｎ
の位相リセツト用端子に供給される前述の位相リ
セツト用パルスとして用いられるとともに、レジ
スタ６０７３に次の入力データをセツトするため
に用いられる。かくして、パルス間間隔がつぎつ
ぎに指定された値をもつ位相リセツト用パルス
と、これと第１０図Ｂに示すように同期された可
変長の窓関数w(x)とが生成される。

最後にCSM分析について説明する。

前述のように、CSM分析は、各分析フレーム
毎に、表現されるべき音声波形から直接算出され
る標本自己相関係数のＮ個の低次のタツプ値と、
合成波（ｎ個の正弦波の和）のＮ個の低次のタツ
プ値とが一致するように、合成すべき各正弦波の
角周波数w_iとその強度（電力振幅）m_iとを決定
することである。

今、合成波のタツプｌの自己相関係数をγ_lとす
ると、前述のように、 γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icos ｌ ω_i となる。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルX_t
から、あるフレームのタツプｌの標本自己相関係
数υ_lは、 υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l …(1) である。

これより、 γ_l＝υ_l …(2) ｌ＝０，１，２，…Ｎ 但しＮ＝2n−１ とすると下記のマトリツクス表現が得られる。

しかし上式は、ω_iおよびm_iが未知のため単純な
行列演算では解けない。そこで、 ω_i＝cos^-1x_i …(4) とおき、 coslω_i＝coslcos^-1x_i≡T_l（x_i） …(5) の置換を行なう。このT_l(x)はTchebycheff（チエ
ビシエフ）の多項式である。この置換を行なうと
(3)式は次のように変換される。

ところが、一般にx^lはT_p(x)，T_l(x)…T₁(x)の線
決結合として表わすことができる。

すなわち x^l＝_l 〓^j=o S^(l) _jT_j(x) …(7) 但しS^(l) _jは逆Tchebycheff（チエビシエフ）係数
である。

このS^(l) _jを用いて、前述の標本自己相関係数υ_j
の線形結合A_lを下式のように定義する。

A_l＝_l 〓^j=o S^(l) _jυ_j …(8) 但し ｌ＝０，１，２，…，2n−１ こうすると、(6)式の左辺および右辺にそれぞれ
(7)式および(8)式の関係を用いることにより、下記
の関係式が成立する。

さて、ここで、x₁，x₂，…，x_oに零点をもつｎ
次の多項式 Pn(x)≡_o 〓^k=o P⁽ⁿ⁾ _kx^k＝_o Πⁱ⁼¹ （ｘ−x_i） を定義し、このPn(x)を用いて、(9)式の左辺と似
た式の _o 〓ⁱ⁼¹ m_iPn（x_i）^l _i を作り、これを検討してみる。上式が０であるこ
とは明らかであるが、さらにこれは次のように書
き変えることができる。

０＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_iPn（x_ix^l _i＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_io 〓^k=o P⁽ⁿ⁾ _j ＝_o 〓^k=o P⁽ⁿ⁾ _ko 〓ⁱ⁼¹ m_ix^k+l _j＝_o 〓^k=o P⁽ⁿ⁾ _kA_k＋ｌ 以上より、ｌ＝０，１，２，…ｎとして下式が
得られる。

しかるにP⁽ⁿ⁾ _o＝１であるから が成立する。左辺のA_iでできるマトリクスは一般
にHankcl（ハンケル）行列と呼ばれているもので
ある。前述のように各A_iは、表現すべき音声波形
の標本自己相関係数υ_jから(8)式により与えられる
もので既知である。

従つて(10)式を解くことによ、P⁽ⁿ⁾ _p，P⁽ⁿ⁾ ₁，…P⁽ⁿ⁾
_o-1
の値を求めることができる。

この各P⁽ⁿ⁾ _iが求まると、ｎ次方程式 Pn(x)＝xⁿ＋P⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋…P⁽ⁿ⁾ ₀＝０ の解として、｛x₁，x₂…，x_o｝が求められる。

これより各CSM周波数ω_iは(4)式の ω_i＝cos^-1x_i より求められ、またCSM強度m_iは(9)式より導か
れる下式を用いて求められる。

なお、上式の左辺の行列は一般にVander
Monde（フアレデルモンデ）行列と呼ばれている
ものである。

以上をまとめると、CSM分析の分析アルゴリ
ズムは以下のようになる。

(1) 標本自己相関係数を計算する。

υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l (2) 逆チエビシエフ係数を用いてA_lを定義する。

A_ll 〓^j=o S^(l) _jυ_j (3) A_lによるHankel（ハンケル）行列方程式を解
いてP⁽ⁿ⁾ _iを求める。

(4) P⁽ⁿ⁾ _iを係数としてもつｎ次代数方程式を解い
てｎ個のx_iを求める。

Pn(x)≡xⁿ＋P⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋…＋P⁽ⁿ⁾ ₁ｘ＋P₀＝０ (5) cos逆変換を行なつてCSM角周波数｛ω_i｝を
求めると ω_i＝cos^-1x_i (6) Van der Monde（フアンデルモンデ）行列
方程式を解いてCSM強度｛m_i｝を求める。

以上の各ステツプを実行することによりCSM
の各角周波数｛ω₁，ω₂…ω_o｝および各波の強度
｛m₁，m₂，…m_o｝を求めることができる。

なお、上述のHankel（ハンケル）行列方程式の
能率的解法として、初期条件を与えて逐次的に解
を求める方法が知られている。

また、上記ｎ次の代数方程式は実根のみを有す
ることが証明されているため、ニユートン・ラプ
ソン方法等を用いて根を求めることができる。

さらに、上記Vander Monde（フアンデルモン
デ）行列方程式の能率的解法として三角行列化を
行なつて順次に解を求める方法を用いることがで
きる。

以上に述べたCSM分析において、本実施例で
は、標本自己相関係数とCSMの自己相関係数と
を等しいとする方程式を解く方法を用いたが、こ
のかわりに、LPC係数の無損失化による線スペ
クトル周波数の算出および留数計算による方法を
用いることもできる。

また本実施例においては、特定の関数形をもつ
可変長窓関数を用いたが、この関数形は一例を示
したもので、他の関数形が用いられることも明ら
かである。

さらに乱随発生器、周期算出器等も一例を示し
たものでこれを限定される必要はない。

なお、以上の実施例においてはCSMの各正弦
波の強度（電力振幅）を指定する量としてm_iを
用いて説明したが、実際の可変利得増幅器を制御
する信号としては振幅に比例する√_iを用いて
行なつてもよいことは明らかである。

また本実施例においては伝送路の誤り率を評価
する方法として、エラーが大きくなるとLPC合
成フイルタが不安定領域に近ずく確率が大きくな
る結果LSP合成側の出力が、CSM合成側の出力
に対して大きくなることを利用し、両者の比を用
いて、CSM側出力に荷重すべきウエイトW_CSMと
LPC側出力に荷重すべきウエイトW_LPCとを算出
しているが、別の適当な方法により伝送路のエラ
ーを評価しこれを用いて荷重すべきウエイト
W_CSMおよびW_LPCを決定するようにすることもで
きる。

なお第１１図に示した可変荷重合成特性は一例
を示したものでこれに限定される必要がないこと
は明らかである。

（発明の効果） 以上述べたように本発明を用いると、伝送路の
誤り率が良好な場合にはより優れた音声品質が得
られるLPC音声合成方式と、誤り率の劣化に対
してより高い耐性をもつCSM音声合成方式との
両者の優れた特徴を併せもつような擬フオルマン
ト型ボコーダを提供できる。

これによりボコーダの性能向上を達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はCSMパラメータによる音声特徴ベク
トルパターンの一例を示す図、第２図はCSMラ
インスペクトルと、同一音声サンプルより求めた
LPCスペクトル包絡との対応例を示す図、第３
図Ａは拡散されたCSMのスペクトル包絡とピツ
チの微細構造とを示す図、第３図Ｂは単純加算し
ただけのCSMスペクトルを示す図、第４図は本
発明の一実施例を示すブロツク図、第５図は前記
実施例のCSM分析部の詳細を示すブロツク図、
第６図は前記実施例のCSM合成部、第７図は
CSM／LPCパラメータ変換部、第８図はLPC合
成部、第９図は可変荷重合成部のそれぞれの詳細
を示すブロツク図、第１０図Ａは可変長窓関数の
関数形を示す図、第１０図Ｂは前記可変長窓関数
と位相リセツト用パルスとの相対時間関係を示す
図、第１１図は可変荷重合成特性の一例を示す
図、第１２図は位相リセツト機能付可変周波数発
振器の一回路例を示す図、第１３図は可変利得増
幅器の一回路例を示す図、第１４図は乱数発生器
の一回路例を示す図、第１５図Ａは周期算出器の
ブロツク図、第１５図Ｂは前記周期算出器の出力
の乱数の分布を示す図および第１６図は可変長窓
関数発生器の一例を示すブロツク図である。 図において、１…送信側、２…CSM分析、３
…コーダ部、４…受信側、５…デコーダ部、６…
CSM分成部、７…CSM／LPCパラメータ変換
部、８…LPC合成部、９…可変荷重合成部、２
０１…Ａ／Ｄ変換器、２０２…ハミング窓処理
器、２０３…自己相関係数計測器、２０４…
CSM分析器、２０５…ピツチ・Ｖ／UV分析器、
６０１−１〜６０１−ｎ…位相リセツト機能付可
変周波数発振器、６０２−１〜６０２−ｎ…可変
利得増幅器、６０３…加算合成器、６０４…乗算
器、６０５…乗算器、６０６…Ｖ／UV替器、６
０７…可変長窓関数発生器、６０８…周期算出
器、６０９…乱数発生器、７０１…CSMパラメ
ータ／自己相関係数変換器、７０２…自己相関係
数／LPCパラメータ変換器、８０１…LPC合成
フイルタ、８０２…パルス発振器、８０３…Ｖ／
UV切替器、８０４…電力制御器、８０５…雑音
発生器、９０１，９０４…一時メモリ、９０２，
９０５…電力算出器、９０３，９０６…乗算器、
９０７…ウエイト算出器、９０８…加算合成器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力音声信号のCSM分析によつて抽出され
   るCSMパラメータ情報を伝送路に送出する送信
   側と、 前記伝送路を介して伝送された前記CSMパラ
   メータ情報の指定する各周波数に設定される複数
   の位相リセツト機能付可変周波数発振器とこれに
   対応して前記発振器の出力を伝送された前記
   CSMパラメータ情報の指定する各強度に設定す
   る各強度に設定する複数の可変利得増幅器と前記
   複数の増幅器の合成出力演算する可変長窓関数発
   生器と乱数発生器とを備え有声音合成時にはピツ
   チ周期に対応して前記各発振器の位相リセツトを
   行ないまた無声音合成時には前記乱数発生器の出
   力より算出される周期に対応して前記各発振器の
   位相リセツトを行ないまた前記窓関数発生器の動
   作を位相リセツトの動作と同期せしめるようにし
   てCSM音声合成を行なうCSM合成手段と、伝送
   された前記CSMパラメータ情報をLPCパラメー
   タ情報に変換しこれを用いてLPC音声合成を行
   なうLPC合成手段と、前記CSM合成手段の出力
   と前記LPC合成手段の出力とを前記伝送路の伝
   送品質に対する評価に従つて可変荷重合成するよ
   うにした可変荷重合成手段とを含む受信側と、 を有することを特徴とする擬フオルマント型ボコ
   ーダ。 ２ 前記伝送路の伝送品質に対する評価として前
   記CSM合成手段の出力と前記LSP合成手段の出
   力との比を用いるようにしたことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の擬フオルマント型ボコ
   ーダ。