JPS585385B2

JPS585385B2 - 受信ビ−ムフォ−マ

Info

Publication number: JPS585385B2
Application number: JP51026051A
Authority: JP
Inventors: 似鳥一彦
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1976-03-12
Filing date: 1976-03-12
Publication date: 1983-01-31
Also published as: JPS52109966A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はフェーズドアレイアンテナを用いて高分解能の
映像を得る場合に必要な受信ビームフォーマ、特に焦点
距離を可変するダイナミックフォーカシングが行える受
信ビームフォーマに関し、たとえばソナー、レーダー、
超音波映像装置などに用いられるものである。

フェーズドアレイアンテナを用いてエコーレンジングに
より高分解能の映像を得る場合に、角度方向の分解能を
上げるためには、多素子のアレイを使用しかつ距離（す
なわち送信パルス発射時刻からの時間）の変化に対応し
て焦点距離を可変にするいわゆるダイナミックフォーカ
シングを用いることが必要となる。

また、距離方向の分解能を上げるためには、短いパルス
あるいは広帯域のパルスを送信及び受信できることが必
要となる。

これらの要求を満足する受信ビームフォーマとして一般
に用いられるのは、第１図に示すような可変遅延線を用
いるものである。

この図において、１０、・・・、１４はセンサ素子、２
１．・・・、２４は前置増幅器、３□、・・・、３４は
可変遅延線、４は加算器、５は出力端子、６は遅延制御
器、７はトリガ信号入力端子、９は方位信号入力端子で
ある。

各センサ素子１□、・・・、１４において電気信号に変
換された入力信号は、前置増幅器２１．・・・、２４に
おいて適当な信号レベルまで増幅され、可変遅延線３１
゜・・・、３４を通過した後に加算器４で加算され、出
力端子５より出力される。

この場合に、受信ビームの方位信号が方位入力端子８よ
り、また送信パルスの発射時刻を表わすトリガ信号がト
リガ入力端子７より印加されるため、遅延制御器６は与
えられた方位と距離とにある点物体から反射して来る信
号の伝搬遅延を補償するように、つまり加算器４におい
て各センサの出力信号の遅延が一致するように、各可変
遅延線３１．・・・、３４の遅延量を制御する。

一般のビームフォーマでは上記距離による補償遅延量の
変化を無視し一定の方位に対してのみ固定の遅延を行う
ことが多いが、高解像度の映像を得るためには上記距離
の影響をも補償するフォーカシングを行うことが必要に
なる。

すなわち、トリガ信号入力時刻からの時間（これが上記
距離に換算される）と共に補償遅延量を変えることが必
要となる。

なお、このようなビーム形成をダイナミックフォーカシ
ングと称している。

可変遅延線を用いるこの種方法によってダイナミックフ
ォーカシングを実現するためには高速度で遅延量の切換
えが行えるアナログスイッチが必要となるが、高周波信
号を扱うこの種アナログスイッチは実現がむずかしいも
のである。

また、高解像度の映像を得るのに必要とされる多数のタ
ップを有する広帯域のアナログ遅延線は非常に高価なも
のである。

なお、各センサ出力信号をデジタル符号に変換した後、
デジタル可変遅延線（デジタルメモリなどで実施される
）に印加しその出力を加算することによってビームフォ
ーマを実現することもできるが、高周波信号を用いる場
合には実現が困難となる。

従来用いられている受信ビームフォーマの他の例として
、第２図に示すような直交復調器を用いたものがある。

すなわち、各センサ１□、・・・、１４の出力信号は前
置増幅器２□、・・・、２４により所定のレベルまで増
幅された後、直交復調器９１．・・・。

９４により復調されて実数部、虚数部それぞれのベース
バンド信号に変換され、ついで位相シフタ１００、・・
・、１０４でビーム形成に必要な遅延量と等価な位相遅
れが与えられ、その出力の実数部および虚数部がそれぞ
れ加算器４□、４□で加算され、その出力が自乗器１１
□、１１２で自乗された後、加算器４３で互いに加算さ
れて出力端子５から出力されるものである。

この場合の直交復調器９□。・・・、９４は第３図に示
す如き構成であり、キャリア発生器１３の出力端子１３
１から送られてくる送信信号と同相の正弦波信号、およ
びキャリア発生器１３の他の出力端子１３□から送られ
てくる送信信号と直交する正弦波信号をそれぞれ基準信
号として乗算器１５１，１５２及びローパスフィルタ１
６□。

１６２により入力端子１４に印加されたセンサ出力信号
を同期検波し、復調信号の実数部と虚数部とを出力端子
１７□、１７□からそれぞれ出力するものである。

また、各位相シフタ１０１．・・・、１０４は、遅延制
御器６から遅延量に等価な位相遅れ量ψを入力してｅｘ
ｐ（−ｉψ）を発生し、これと直交復調器９□、・・・
、９４の出力とを複素乗算するものであり、復調前のキ
ャリア領域の信号に対して一ψの位相シフトを与えたの
と等価な効果を実現するものである。

しかしながら、この種回路によって補償できる正確な遅
延量は１波長分以下に限られ、補償すべき量がそれを越
えるときには波長の整数倍の誤差を生じる恐れがある。

従って、センサアレイの大きさが波長に比べて十分大き
く、かつ受信信号の変化が速い場合にこの種回路を適用
することができない。

本発明は従来の技術の上記欠点を除去するもので、その
目的は容易にデジタル化が行えしかも広帯域、高周波の
信号が扱える受信ビームフォーマを提供することにある
。

この目的を達成する本発明の特徴は、Ｎ個のセンサ素子
の出力信号を波長がλで且つ伝搬速度Ｃなる送信搬送波
の同相成分と直交成分とに分解する復調器と、前記同相
成分及び直交成分をデジタル符号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、デジタル符号化された前記同相成分及び直交成分
を各センサ素子毎に予め定められている遅延量ｄｎ（ｎ
＝１，２゜・・・、Ｎ）だけデジタル的に遅延させる遅
延手段と、遅延した前記同相成分を実数部とし且つ遅延
した前記直交成分を虚数部とする複素数に対応させ、こ
の複素数と各センサ素子毎に予め定められている位相量
をψｎ（ｎ＝１，２．・・・、Ｎ）とするｅｘｐ（−ｉ
ψｎ）なる複素数との複素乗算を行なうデジタル演算回
路と、前記乗算結果の実数部及び虚数部をそれぞれ累加
算する手段と、前記累加算結果の絶対値をそれぞれ自乗
し該自乗結果を互いに加算する手段とを備え、少なくと
も所望方位に対応して各センサ毎に設定すべき必要遅延
量をＤｎ（ｎ＝１．２．・・・、Ｎ）として、前記遅延
量ｄｎと前記位相量ψ。

とがＤｎ＝ｄｎ＋ψ。・λ／２πＣなる関係を保持して
設定してあり、更に前記遅延量ｄｎが送信搬送波の周期
２７０以上の量子化単位で量子化されていることにある
。

以下図面により本発明の詳細な説明する。

第４図と第５図とは、本発明の一実施例の説明図であり
、第５図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で
あり、第４図は、第５図における動作原理を分り易くす
るために、その動作に着目して示した機能ブロック図で
ある。

第４図において、各センサ素子１□、・・・、１４の出
力信号は前置増幅器２１．・・・、２４により所定のレ
ベルまで増幅されて直交復調器９１．・・・、９４に入
力し、ここで実数部、虚数部それぞれのベースバンド信
号に復調され、ついで各可変遅延線３０．・・・、３８
によって上記復調信号が実数部、虚数部組に遅延され、
さらに位相シフタ１０□、・・・、１０４により位相遅
れが補償される。

位相シフタ１０□、・・・、１０４の出力は加算器４０
，４□により実数部、虚数部組に累加算され、その累加
算出力の絶対値が自乗器１１１．１１□により自乗され
、さらに加算器４３によって各々の自乗型出力の和がと
られ、出力端子５より出力される。

本実施例においてビーム形成に必要な伝搬遅延の補償は
、可変遅延線３□、・・・。

３８と位相シフタ１０１．・・・、１０４とに分けて実
現されており、必要な補償量はそれぞれ遅延制御器６、
と位相制御器６２とによって与えられる。

換言するに、ビーム方位と各センサ素子毎に設定すべき
遅延量をＤｎ（但し、ｎ＝１，２．・・・、４）とし、
可変遅延線３１と３２，３３と３４．・・・、３７と３
８の遅延量をｄｎ（但し、ｎ＝１．２．・・・、４）と
し、且つ各センサ素子毎に設定された位相量ψｎ（但し
、ｎ＝１，２．・・・、４）としてそれによって得られ
る遅延量をψ。

λ／２πＣ（λは送信搬送波の波長、Ｃは送信搬送波の
伝搬速度）とした場合、Ｄｎ二ｄす＋ψ。

λ／２πＣなる関係で、必要な遅延量Ｄｎは可変遅延線
３１．・・・、３８と位相シフタ１０□・・・、１０４
とで分担させる。

すなわち、可変遅延線３□、・・・、３８は、入力信号
の群遅延を補償すればよいものであるため可変遅延量の
きざみが受信パルスの立上り時間の数分の１程度で良い
ことになり、さらに細かい遅延補償については位相シフ
タ１０１．・・・、１０４によって行なわれるものであ
る。

換言すれば、必要な遅延量Ｄｎを可変遅延線３１、・・
・２３８と位相シフタ１０□、・・・、１０４とに分担
させることにより、センサアレイの大きさが波長λに比
べて大きい場合においても所望方位の形成に必要な遅延
量Ｄｎを設定でき、且つ量子化単位の細かい遅延量ψ。

・λ／２πＣは位相シフタ１０１、・・・、１０４で設
定するため、可変遅延線３１、・・・、３８の量子化単
位（すなわち遅延きざみ）を１波長相当（λ／Ｃ）以上
の粗いものとすることができ、従って伝送信号帯域をキ
ャリア周波数領域からビデオ（ベースバンド）領域にす
ることができるため、この種可変遅延線が容易に実現で
きることになる。

また、ダイナミックフォーカシングを行う場合にも位相
シフタ１０１．・・・、１０４の制御のみで実現できる
ため、可変遅延線の高速な切換えは不必要となる。

さらに、本例ではビデオ信号に変換されてからビーム形
成の演算を行っているためディジタル化が容易であり、
しかも従来技術（第２図）の欠点であった広帯域の信号
が扱えない点を解決できるものである。

第５図は第４図に示した機能を果す構成を示すブロック
図であり、各センサ出力信号は前置増幅器２１゜・・・
、２Ｎによって所定のレベルまで増幅され、直交復調器
９０．・・・、９Ｎによってビデオ信号に復調され、ア
ナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）２１□。

２１□、・・・、２１Ｎによってデジタル符号に変換さ
れ、演算ユニット２２１．・・・、２２Ｎによって遅延
および位相補償の演算が実行され、その複素出力が加算
自乗器２３によって実数部、虚数部組に累加算され、そ
の絶対値が自乗された後互いに加算されて出力端子５よ
り出力される。

なおこの場合に、パルス送信時から時間の経過と共に減
少する受信信号レベルを直交復調器およびＡ／Ｄ変換器
のダイナミックレンジ内に収めるため利得制御器２０か
ら各前置増幅器２１．・・・、２Ｎの利得を制御する
信号を印加する。

ただしこの信号はトリガ信号入力端子７へのトリガ信号
入力と同時に発生するものである。

なお上記Ａ／Ｄ変換器として、デルタ変調器と可逆カウ
ンタとを組合わせた如き簡便なものを用いることにより
、装置のコストダウンを図ることができる。

各演算ユニット２２１．・・・、２２Ｎは第６図の如き
構成である。

すなわち、たとえばＡ／Ｄ変換器２１１．２１２の出力
がそれぞれ信号入力端子３１１゜３１２に印加されてラ
ンダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）３２１，３２□に書込
まれ、必要な遅延を与えられた後に再び読み出され、乗
算器３３、加減算器３４、レジスタ３５からなる演算回
路に入力する。

この演算回路はリードオンリメモリ（ＲＯＭ）３６にあ
らかじめ書き込まれているＣＯＳψ。

およびｓｉｎψ。のデータを用いてｅｘｐ（−ｉψ。

）と入力信号との複素乗算を実行し、その結果を出力端
子３７から出力するものである。

遅延量は負数としてリードオンリメモリ３８に書き込ま
れており、この出力と１対の入力データが入力される毎
に歩進するゼロアドレスカウンタ２５（第５図）の出力
とが加算器３９によって加算されランダムアクセスメモ
リ３２□、３２２のアドレスとなる。

ただし、ランダムアクセスメモリ３２０，３２□へのデ
ータ書込み時にリードオンリメモリ３８の出力は零であ
るとする。

また、この演算ユニットにおいて補償すべき遅延量と位
相量は、第５図の制御器２４の出力端子２４０，２４２
から送られるアドレス信号により、リードオンリメモリ
３８および３６のアドレスが切換えられることによって
変更されるものである。

したがって本例によればダイナミックフォーカシングが
容易に実現できる。

第７図は第５図に示した加算自乗器２３の構成を表わし
ている。

演算ユニ７ト２２１．・・・、２２Ｎの出力が入力端子
３７１．・・・、３７Ｎを介して入力すると、該出力の
実数部、虚数部それぞれがシフトレジスタ４１□、４１
２に印加される。

シフトレジスタ４１０，４１２の出力は加算器４２□、
４２□ルジスタ４３□、４３２からなる２つの累算器に
よりそれぞれ累加算され、その結果はセレクタ４４によ
り順次選択されて自乗器４５に印加されて自乗される。

自乗器４５の出力は加算器４６とレジスタ４７とからな
る累算器に印加され、その結果がビームフォーマ出力と
して出力端子５から出力されるものである。

このように本発明によれば、一般的なＩＣを用いて高周
波、広帯域の信号を扱う受信ビームフォーマが容易に実
現でき、しかもダイナミックフォーカシングも容易であ
るから、高解像度の超音波映像装置などが容易に、かつ
安価に実現できる。

さらにデジタル化した場合に、遅延および位相の補償量
がリードオンリメモリに書き込まれているため、このリ
ードオンリメモリの容量を増すかあるいは書き替え可能
なリードオンリメモリ、ランダムアクセスメモリを用い
ることにより、画面の様式（走査線数、レンジ、走査角
など）を容易に変えることができ、従って多機能、多目
的の映像装置を実現することが可能になる。

以上説明したように本発明による受信ビームフォーマは
、ビデオ信号に復調した後ビーム形成の演算実行が可能
であり、デジタル化も容易であるため特性劣化が少なく
しかも安価に実現できるという利点を有している。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は従来の受信ビームフォーマをそれぞれ
表わすブロック図、第３図は第２図の一部を詳細に表わ
すブロック図、第４図と第５図は本発明の一実施例の説
明図であって、第５図はその構成を示すブロック図、第
４図は第５図の動作原理を説明するために示した機能ブ
ロック図、第６図、第７図は第５図の一部を詳細に表わ
すブロック図である。１１〜１４・・・・・・センサ素子、２、〜２４・・・
・・・前置増幅器、３、〜３８・・・・・・可変遅延線
、４□〜４３，３９゜４２、．４２°、４６・・・・・
・加算器、５・・・・・・出力端子、６、・・・・・・
遅延制御器、６□・・・・・・位相制御器、７・・・・
・・トリガ入力端子、９１〜９４・・・・・・直交復調
器、１０１〜１０４・・・・・・位相シフタ、１１１〜
１１□、４５・・・・・・自乗器、１３・・・・・・キ
ャリア発生器、２０・・・・・・利得制御器、２１□〜
２１Ｎ・・・・・・アナログデジタル変換器、２２１〜
２２Ｎ・・・・・・演算ユニット、２３・・・・・・加
算自乗器、２４・・・・・・制−器、２５・・・・・・
ゼロアドレスカウンタ、３１１，３１□、３７１〜３７
４・・・・・・入力端子、３２１，３２□・・・・・・
ランダムアクセスメモリ、３３・・・・・・乗算器、３
４・・・・・・加減算器、３５゜４３０．４３□、４７
・・・・・・レジスタ、３６，３８・・・・・・リード
オンリメモリ、３７・・・・・・出力端子、４１１゜４
１２・・・・・・シフトレジスタ、４４・・・・・・セ
レクタ。

Claims

【特許請求の範囲】１Ｎ個のセンサ素子の出力信号を波長がλで且つ伝搬
速度Ｃなる送信搬送波の同相成分と直交成分とに分解す
る復調器と、前記同相成分及び直交成分をデジタル符号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル符号化された前記
同相成分及び直交成分を各センサ素子毎に予め定められ
ている遅延量ｄｎ（ｎ＝１，２．・・・、Ｎ）だけデジ
タル的に遅延させる遅延手段と、遅延した前記同相成分
を実数部とし且つ遅延した前記直交成分を虚数部とする
複素数に対応させ、この複素数と各センサ素子毎に予め
定められている位相量をψ。（ｎ＝１．２゜・・・、Ｎ）とするｅｘｐ（−ｉψｎ）
なる複素数との複素乗算を行なうデジタル演算回路と、
前記乗算結果の実数部及び虚数部をそれぞれ累加算する
手段と、前記累加算結果の絶対値をそれぞれ自乗し該自
乗結果を互いに加算する手段とを備え、少なくとも所望
方位に対応して各センサ毎に設定すべき必要遅延量をＤ
ｎ（ｎ−１ｙ２ｐ・・・、Ｎ）として、前記遅延量ｄｎ
と前記位相量ψ。とがＤｎ−ｄｎ十ψ。・λ／２πＣなる関係を保持して設定してあり、更に前
記遅延量ｄｎが送信搬送波の周期２７０以上の量子化単
位で量子化されていることを特徴とする受信ビームフォ
ーマ。２遅延手段がランダムアクセスメモリである特許請求
の範囲第１項記載の受信ビームフォーマ。３遅延手段における遅延量の情報及びデジタル演算回
路における乗算複素係数の情報が格納されたデジタルメ
モリと、該情報のアドレス切換え手段とを有する特許請
求の範囲第２項記載の受信ビームフォーマ