JPS5854745B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS5854745B2 JPS5854745B2 JP53018832A JP1883278A JPS5854745B2 JP S5854745 B2 JPS5854745 B2 JP S5854745B2 JP 53018832 A JP53018832 A JP 53018832A JP 1883278 A JP1883278 A JP 1883278A JP S5854745 B2 JPS5854745 B2 JP S5854745B2
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- inverter
- impark
- transformer
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- inverter device
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変電圧、可変周波数インバータ装置において
、交流出力の低周波領域から定格周波数の範囲にわたり
良好な特性で運転出来かつ経済的なインバータ装置を提
供するためのものである。
、交流出力の低周波領域から定格周波数の範囲にわたり
良好な特性で運転出来かつ経済的なインバータ装置を提
供するためのものである。
従来インパークの交流電圧波形改善のため、インバータ
出力側に変圧器あるいは相間リアクトルを設けて多重化
する事が行なわれている。
出力側に変圧器あるいは相間リアクトルを設けて多重化
する事が行なわれている。
一方インバータ出力制御によりモータ制御が一般に行な
われるが、この場合インパーク交流電圧Ｅと周波数ｆと
の間には通常第１図の曲線ａに示す様にＥ／ｆは一定の
関係にある。
われるが、この場合インパーク交流電圧Ｅと周波数ｆと
の間には通常第１図の曲線ａに示す様にＥ／ｆは一定の
関係にある。
しかしながらモータ回転数を零からスタートさせる場合
、実際には、給電線のインピーダンス、あるいはモータ
コイルのインピーダンス等による電圧降下を生ずるため
第１図曲線ｂｌこ示す様に周波数が零ｌこ近い状態で電
圧Ｅｏからスタートしなければならない場合がある。
、実際には、給電線のインピーダンス、あるいはモータ
コイルのインピーダンス等による電圧降下を生ずるため
第１図曲線ｂｌこ示す様に周波数が零ｌこ近い状態で電
圧Ｅｏからスタートしなければならない場合がある。
この様な場合周波数が１１以下になるとＥ／ｆが大きく
なり前記の多重化方式においては出力側の変圧器あるい
は相間リアクトルに印加される電圧時間積は、次第に増
加し鉄心が飽和してしまい運転が不可能になる。
なり前記の多重化方式においては出力側の変圧器あるい
は相間リアクトルに印加される電圧時間積は、次第に増
加し鉄心が飽和してしまい運転が不可能になる。
このため従来は例えば３相出力を得るためには第２図に
示す様にインパーク１ｕｐｌｕ’を直接直列接続してＵ
相を構成し、同様にインバータ１ ｖ ＋ １ ｖ’で
Ｖ相を、インバータＩｗ、１ｗ’でＷ相を構成していた
。
示す様にインパーク１ｕｐｌｕ’を直接直列接続してＵ
相を構成し、同様にインバータ１ ｖ ＋ １ ｖ’で
Ｖ相を、インバータＩｗ、１ｗ’でＷ相を構成していた
。
しかしながらかかる構成においてはインバータ１ ｕ’
、 １ｖ’。
、 １ｖ’。
１ ｗ’の回路電位は夫々異なっているため直流電源３
を共用する事が出来ず夫々別の直流電源が必要になり、
直流電源の数が多くなった。
を共用する事が出来ず夫々別の直流電源が必要になり、
直流電源の数が多くなった。
またインバータ１ ｕ’、 １ ｖ’、 １ ｖｖ’は
単相となるため直流側電流のリップルが大きくなりフィ
ルタ４のコンデンサ４Ｃは容量の大きいものが必要とな
る。
単相となるため直流側電流のリップルが大きくなりフィ
ルタ４のコンデンサ４Ｃは容量の大きいものが必要とな
る。
このため各直流電源毎に大容量のコンデンサが必要とな
り、装置全体のコンデンサ容量が莫大になる。
り、装置全体のコンデンサ容量が莫大になる。
また波形改善のため直列接続されたインパーク間に電圧
位相差をもたせて運転する必要があるが、かかる場合各
インパークの出力電圧と負荷電流の位相差が大きくなり
無効電力外が増大してインバータの利用率を低下させて
しまう。
位相差をもたせて運転する必要があるが、かかる場合各
インパークの出力電圧と負荷電流の位相差が大きくなり
無効電力外が増大してインバータの利用率を低下させて
しまう。
本発明はかかる従来装置の問題点を解決するもので、イ
ンバータ交流電圧Ｅと周波数ｆの比Ｅ、／ ｆカー周波
数の低い領域で大きくなる様な特性で運転するインバー
タ装置において、周波数の低い領域でインバータ出力側
の変圧器を飽和させる事なく、かつインバータ直流フィ
ルタコンデンサの容量を小さくし、直流電源数の低減を
可能にしかつ、零から定格周波数の範囲の周波数変化に
対して容易に電圧波形改善を行なうことのできるインバ
ータ装置を提供するものである。
ンバータ交流電圧Ｅと周波数ｆの比Ｅ、／ ｆカー周波
数の低い領域で大きくなる様な特性で運転するインバー
タ装置において、周波数の低い領域でインバータ出力側
の変圧器を飽和させる事なく、かつインバータ直流フィ
ルタコンデンサの容量を小さくし、直流電源数の低減を
可能にしかつ、零から定格周波数の範囲の周波数変化に
対して容易に電圧波形改善を行なうことのできるインバ
ータ装置を提供するものである。
以下実施例により詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例を示している。
１は非絶縁形インバータで、インバータアーム１１Ｐ。
１１Ｎ、１２Ｐ、１２Ｎの単相ブリッジ接続で構成され
る。
る。
インバータアーム１１Ｐはサイリスク１１ＰＴとダイオ
ード１１ＰＤの逆並列接続で構成される。
ード１１ＰＤの逆並列接続で構成される。
以下同様にして他のインバータアームも構成される。
なお各インパークアームの転流回路は簡単のため明示さ
れていない。
れていない。
インバータ１の交流端子３，４と直流端子５，６の間は
電気的に絶縁されていない。
電気的に絶縁されていない。
このために非絶縁形インバータと呼ぶ事にする。
２は絶縁形インパークで、インバータアーム２１Ｐ、２
１Ｎ、２２Ｐ、２２Ｎの単相ブリッジ接続で構成される
。
１Ｎ、２２Ｐ、２２Ｎの単相ブリッジ接続で構成される
。
単相ブリッジ回路の交流側は変圧器７を介して、インバ
ータ２の交流端子８，９に接続される。
ータ２の交流端子８，９に接続される。
１０．１３はインバータ２の直流端子を示す。
インバータ２においては交流端子８，９と直流端子１０
．１３は変圧器７によって電気的に絶縁されている。
．１３は変圧器７によって電気的に絶縁されている。
このために絶縁形インバータと呼ぶ事にする。
インバータ１と２は直流側で並列に接続され、フィルタ
１４を介して共通の直流電源１５に接続される。
１４を介して共通の直流電源１５に接続される。
インバータ１，２の交流端子３，８を接続して、インバ
ータ１，２の交流側が直列になる様にし、端子４，９よ
り合成された交流出力を得る様に構成する。
ータ１，２の交流側が直列になる様にし、端子４，９よ
り合成された交流出力を得る様に構成する。
第４図は第３図の実施例の動作波形を示している。
以下第４図にもとづき本発明の動作について説明する。
第４ａ図は第１図に示す周波数ｆがｆ〈ｆｌの領域にあ
る場合で、Ｂ／Ｖがインバータ定格電圧ＥＮ、定格周波
数ｆＮの比ＥＮ／ｆＮより大きい領域にある場合の動作
を示している。
る場合で、Ｂ／Ｖがインバータ定格電圧ＥＮ、定格周波
数ｆＮの比ＥＮ／ｆＮより大きい領域にある場合の動作
を示している。
Ｅａはインバータ１の交流電圧、Ｅｂはインバータ２の
交流電圧、Ｂａｂはインバータ１，２の合成出力電圧、
■□は出力電流、■Ｌ′は変圧器７の１次側（インパー
クブリッジ側）の電流をそれぞれ示している。
交流電圧、Ｂａｂはインバータ１，２の合成出力電圧、
■□は出力電流、■Ｌ′は変圧器７の１次側（インパー
クブリッジ側）の電流をそれぞれ示している。
図の下の表はインバータアームの通電状態を説明するた
めのもので、例えば第４ａ図の時刻ｔ。
めのもので、例えば第４ａ図の時刻ｔ。
からｔｌの間はインバータアーム１１Ｎ、１２Ｎ。２１
Ｐ、２２Ｐが通電している事を示している。
Ｐ、２２Ｐが通電している事を示している。
今時側ｔ。
からｔｌまでの状態についてみると、インバータアーム
１１Ｎ、１２Ｎ、２１Ｐ、２２Ｐが通電しているので電
圧Ｅａ、Ｅｂはいずれも零であり、合成出力電圧Ｅａｂ
も零となる。
１１Ｎ、１２Ｎ、２１Ｐ、２２Ｐが通電しているので電
圧Ｅａ、Ｅｂはいずれも零であり、合成出力電圧Ｅａｂ
も零となる。
また電流■Ｌ′は負であるのでインバータアーム２１Ｐ
はダイオード２１ＰＤが、インバータアーム２２Ｐはサ
イリスタ２２ＰＴが通電している。
はダイオード２１ＰＤが、インバータアーム２２Ｐはサ
イリスタ２２ＰＴが通電している。
次に時刻ｔ１になるとインバータアーム１１Ｎは１１Ｐ
に転流する。
に転流する。
従って電圧Ｅａは正の値となる。
一方インバータ２はインバータアーム２１Ｐ、２２Ｐが
通電を継続するので電圧ＥｂｌＩ′ｉ引続き零となる。
通電を継続するので電圧ＥｂｌＩ′ｉ引続き零となる。
従って電圧ＥａｂばＥａに等しくなる。
なお時刻ｔ２で電流■Ｌ′は反転するのでダイオード２
１ＰＤ及びサイリスタ２２ＰＴに代り、サイリスク２１
ＰＴとダイオード２２ＰＤが通電してインバータアーム
２１Ｐ、２２Ｐの通電状態を継続する。
１ＰＤ及びサイリスタ２２ＰＴに代り、サイリスク２１
ＰＴとダイオード２２ＰＤが通電してインバータアーム
２１Ｐ、２２Ｐの通電状態を継続する。
次に時刻ｔ３でインパークアーム１２Ｎは１２Ｐに転流
し電圧Ｅａを零にする。
し電圧Ｅａを零にする。
一方インバークアーム２１Ｐ。２２Ｐは通電状態を継続
しているのでＥ ｂ 、 Ｅａｂ共に零となる。
しているのでＥ ｂ 、 Ｅａｂ共に零となる。
次に時刻ｔ４でインバータアーム１１Ｎ、１２Ｐ、２１
Ｐ、２２Ｐを通電状態にし、Ｅａを負の値に、またＥｂ
を零にする。
Ｐ、２２Ｐを通電状態にし、Ｅａを負の値に、またＥｂ
を零にする。
その結果Ｅａｂ二Ｅａで負の値となる。
時刻ｔ５でインバータアーム１１Ｎ、１２Ｎ、２１Ｐ
、２２Ｐを通電状態にし再び時刻ｔ。
、２２Ｐを通電状態にし再び時刻ｔ。
の状態にもどす。この様にしてインバータアーム２１Ｐ
、２２Ｐを常に通電状態にしでおく事によって変圧器７
の１次側巻線をインパークアームを介して短絡状態に維
持しておき、負荷電流ＩＬに対応して１次側に１Ｌ′な
る電流を流す様にしているので、変圧器７には電圧が印
加されず鉄心が飽和する心配はない。
、２２Ｐを常に通電状態にしでおく事によって変圧器７
の１次側巻線をインパークアームを介して短絡状態に維
持しておき、負荷電流ＩＬに対応して１次側に１Ｌ′な
る電流を流す様にしているので、変圧器７には電圧が印
加されず鉄心が飽和する心配はない。
次に周波数ｆが増加し第１図に示す周波数ｆがｆ≧１１
になるとＥ／ｆ＝ＥＮ／ｆＮになり、変圧器７の鉄心飽
和の心配はなくなるのでインバータ２も出力電圧を出す
様に運転する。
になるとＥ／ｆ＝ＥＮ／ｆＮになり、変圧器７の鉄心飽
和の心配はなくなるのでインバータ２も出力電圧を出す
様に運転する。
第４ｂ図はこの領域の運転状態を示しており、インバー
タトは電圧パルス巾γａ１インバータ２は電圧パルス巾
γｂで運転されている。
タトは電圧パルス巾γａ１インバータ２は電圧パルス巾
γｂで運転されている。
時刻ｔ。かうｔｌの間はインバータアーム１１Ｎ 、１
２Ｎ、２１Ｎ、２２Ｎが通電状態にあるのでＥａ＝Ｂｂ
＝Ｂａｂ二〇 となる。
２Ｎ、２１Ｎ、２２Ｎが通電状態にあるのでＥａ＝Ｂｂ
＝Ｂａｂ二〇 となる。
時刻ｔ１からｔ２の間はインバータアーム１１Ｐ、１２
Ｎ。
Ｎ。
２１Ｎ、２２Ｎが通電状態にあるのでＥａ＝Ｂａｂで正
の値、Ｅｂ＝０となる。
の値、Ｅｂ＝０となる。
次に時刻ｔ２からｔ３の間はインバータアーム１１Ｐ、
１２Ｎ、２１Ｐ。
１２Ｎ、２１Ｐ。
２２Ｎが通電状態となりＥａ及びＥｂは正の値、Ｅ ａ
ｂ ＝Ｅ ａ ＋Ｅｂとなる。
ｂ ＝Ｅ ａ ＋Ｅｂとなる。
時刻ｔ３からｔ４の間はインバータアーム１’ＩＰ、１
２Ｎ、２１Ｐ、２２Ｆが通電状態となりＥａ＝Ｅａｂで
正の値に、Ｅｂ＝０となる。
２Ｎ、２１Ｐ、２２Ｆが通電状態となりＥａ＝Ｅａｂで
正の値に、Ｅｂ＝０となる。
時刻ｔ４からｔ５ の間はインパークアーム１１Ｐ、１
２Ｐ、２１Ｐ、２２Ｐが通電状態になりＥ ａ＝Ｅ ｂ
＝Ｅ ａ ｂ ＝０ となる。
２Ｐ、２１Ｐ、２２Ｐが通電状態になりＥ ａ＝Ｅ ｂ
＝Ｅ ａ ｂ ＝０ となる。
時刻ｔ、からｔ６の間はインバータアーム１１Ｎ、１２
Ｐ、２１Ｐ。
Ｐ、２１Ｐ。
２２Ｐが通電状態となりＢａ＝Ｅａｂで負の値、Ｅｂ＝
Ｏとなる。
Ｏとなる。
時刻ｔ６からｔ７の間はインパークアーム１１Ｎ、１２
Ｐ、２１Ｎ、２２Ｐが通電状態になりＥａ及びＥｂは負
の値となりＥａ ｂ＝Ｅａ＋Ｅｂとなる。
Ｐ、２１Ｎ、２２Ｐが通電状態になりＥａ及びＥｂは負
の値となりＥａ ｂ＝Ｅａ＋Ｅｂとなる。
時刻ｔ７からｔ８の間はインバータアーム’ＩＩＮ、１
２Ｐ、２１Ｎ、２２Ｎが通電状態になりＥａ二Ｅａｂで
負の値、Ｅｂ＝ｏとなる。
２Ｐ、２１Ｎ、２２Ｎが通電状態になりＥａ二Ｅａｂで
負の値、Ｅｂ＝ｏとなる。
次に時刻ｔ８になると、時刻ｔ。
と同じ状態にもどりＥａ＝Ｅｂ＝Ｅａｂ＝ｏとなる。
かくしてインバータ１゜２の電圧パルス巾γａ及びγｂ
を制御する事により出力電圧Ｅａｂを雷［御する事が出
来る。
を制御する事により出力電圧Ｅａｂを雷［御する事が出
来る。
インバータ２は交流端子８，９と直流端子１０．１３間
が変圧器１により絶縁された絶縁形インパークであるの
で、インバータ１とインバータ２Ｉｆｉフイルタ１４及
び直流電源１５を共用する事が出来る。
が変圧器１により絶縁された絶縁形インパークであるの
で、インバータ１とインバータ２Ｉｆｉフイルタ１４及
び直流電源１５を共用する事が出来る。
従ってインバータ１，２の直流電流は合成されるので直
流電流のリップルが低減されフィルタ１４のコンデンサ
１４Ｃの容量を低減する事が出来る。
流電流のリップルが低減されフィルタ１４のコンデンサ
１４Ｃの容量を低減する事が出来る。
また直流電源１５及びフィルタ１４の数が低減される。
本発明は多相インパークに適用するとその効果は一層大
きくなる。
きくなる。
第５図は本発明を３相インバータに適用した場合の実施
例を示す。
例を示す。
１は非絶縁形の３相インパークで、インバータアームＵ
ＰＩ。
ＰＩ。
ＵＮｌ、ＶＰＩ 、ＶＮＩ 、ＷＰＩ 、ＷＮｌの３相
ブリツジ結線で構成される。
ブリツジ結線で構成される。
インパーク１の直流側はフィルタ１４を介して直流電源
１５に接続される。
１５に接続される。
２は絶縁形インパークでインバータアームＵＰ２ 、Ｕ
Ｎ２ 、ＶＦ６ 、ＶＨ２、ＷＦ２ 、ＷＮ２の３相ブ
リツジ結線で構成される。
Ｎ２ 、ＶＦ６ 、ＶＨ２、ＷＦ２ 、ＷＮ２の３相ブ
リツジ結線で構成される。
インバータ２は直流入力側と交流出力側は変圧器７によ
って電気的に絶縁されている。
って電気的に絶縁されている。
インバータ２の直流入力側はインパーク１と共通のフィ
ルタ１４を介して、共通の直流電源１５に接続される。
ルタ１４を介して、共通の直流電源１５に接続される。
インバータ１と２の交流側は直列接続してＵ相、■相、
Ｗ相の出力を得るがこの時非絶縁形インバータＩＩ／ｉ
３相交流Ｕ、Ｖ、Ｗの中性点側になる様に接続する。
Ｗ相の出力を得るがこの時非絶縁形インバータＩＩ／ｉ
３相交流Ｕ、Ｖ、Ｗの中性点側になる様に接続する。
またインバータ１と２ば３０’の位相差をもたせて運転
し、インバータ１の相電圧をＥ、Ｕ、Ｅ１■。
し、インバータ１の相電圧をＥ、Ｕ、Ｅ１■。
ＢＩＷとはインバータ２の変圧器７の２次電圧をＥ２Ｕ
＋Ｅ２Ｖ 、Ｅ２Ｗとするとき第６図に示す如きベク
トル関係で合成される様に構成し、かつ電圧の大きさは
Ｅ１Ｕ＝Ｅ１Ｖ＝Ｅ１Ｗ＝１／２とするときＥ２Ｕ＝Ｅ
２■二Ｅ２ｗ−工の割合になる様に２屯 構成する。
＋Ｅ２Ｖ 、Ｅ２Ｗとするとき第６図に示す如きベク
トル関係で合成される様に構成し、かつ電圧の大きさは
Ｅ１Ｕ＝Ｅ１Ｖ＝Ｅ１Ｗ＝１／２とするときＥ２Ｕ＝Ｅ
２■二Ｅ２ｗ−工の割合になる様に２屯 構成する。
この様に構成する によりインバータの利用率を低下さ
せないで多重化する事が出来る。
せないで多重化する事が出来る。
次に第５図の実施例における動作を説明する。
まず周波数が低く Ｅ／ ｆ ＞Ｅ Ｎ／ ｆ Ｎの場
合は、インバータ２のインバータアームＵＰ２．ＶＰ２
゜ＷＦ２か、またはインバータアームＵＮ２．ＶＮ２゜
ＷＮ２のいずれか３組のアームを常に通電状態にしてお
き、変圧器７の１次側をインパークアームを介して短絡
状態になる様にする。
合は、インバータ２のインバータアームＵＰ２．ＶＰ２
゜ＷＦ２か、またはインバータアームＵＮ２．ＶＮ２゜
ＷＮ２のいずれか３組のアームを常に通電状態にしてお
き、変圧器７の１次側をインパークアームを介して短絡
状態になる様にする。
かくする事によって変圧器７の鉄心は飽和する心配はな
くなる。
くなる。
一方インバーク１はパルス巾制御により出力電圧を制御
するが、出力周波数ｆｌＩ′ｉ、低い領域にあるので１
サイクル当りのインバータの転流回数を増加させる事が
出来るので、高周波パルス巾制御により、１サイクル中
の電圧パルス数を増加させ、各電圧パルス巾を制御する
事により正弦波電圧を得る様に制御する事が出来る。
するが、出力周波数ｆｌＩ′ｉ、低い領域にあるので１
サイクル当りのインバータの転流回数を増加させる事が
出来るので、高周波パルス巾制御により、１サイクル中
の電圧パルス数を増加させ、各電圧パルス巾を制御する
事により正弦波電圧を得る様に制御する事が出来る。
次に出力周波数が増加しｆ＞ｆ、となりＥ／ｆ＝ＥＮ／
ｆＮになる領域に入るとインバータ２も電圧を発生させ
第６図のベクトル関係が成立する様に運転する。
ｆＮになる領域に入るとインバータ２も電圧を発生させ
第６図のベクトル関係が成立する様に運転する。
その結果出力電圧３次、５次、７次とその倍数の高周波
は除去される。
は除去される。
この様に本発明によると低周波でＥ／ｆが大きくなる場
合でも変圧器７の鉄心の飽和の心配もなく、かつ、出力
周波数全域にわたり良好な出力電圧波形を得る事が出来
、またインバータの利用率も良好となる。
合でも変圧器７の鉄心の飽和の心配もなく、かつ、出力
周波数全域にわたり良好な出力電圧波形を得る事が出来
、またインバータの利用率も良好となる。
第５図の実施例では絶縁形インバータ２ば１組であるが
、さらに絶縁形インバータを複数紙交流側で直列になる
様に接続して多重化運転すると、さらに良好な出力電圧
波形が得られる。
、さらに絶縁形インバータを複数紙交流側で直列になる
様に接続して多重化運転すると、さらに良好な出力電圧
波形が得られる。
さらに多相インバータにおける本発明の特徴は直流フィ
ルタのコンデンサ容量を大巾に低減出来ることにある。
ルタのコンデンサ容量を大巾に低減出来ることにある。
第５図の実施例においては非絶縁形インバータ１は中性
点側に配置されているので３相インバータにする事が出
来る。
点側に配置されているので３相インバータにする事が出
来る。
またインバータ２は絶縁形であるのでＵ相、■相、Ｗ相
の回路電位に関係なくインパーク回路は３相構成にする
事が可能であると同時に、直流フィルタ１４、直流電源
１５は非絶縁形インパーク１と共用する事が出来る。
の回路電位に関係なくインパーク回路は３相構成にする
事が可能であると同時に、直流フィルタ１４、直流電源
１５は非絶縁形インパーク１と共用する事が出来る。
従ってインパーク１とインバータ２の交流電圧が３０’
位相差となる様に運転する事により、組合せ１２相運転
となり直流電流ＩＪ−ツプルは大巾に低減される。
位相差となる様に運転する事により、組合せ１２相運転
となり直流電流ＩＪ−ツプルは大巾に低減される。
かくして直流フィルタ１４は１２相運転用のものでなく
、フィルタコンデンサ１４Ｃは第２図の単相用とくらべ
大巾に小形化されると共に、その数も１／６ですむ。
、フィルタコンデンサ１４Ｃは第２図の単相用とくらべ
大巾に小形化されると共に、その数も１／６ですむ。
また非絶縁形インバータトは多相交流の中性点側に接続
する事により、多相インパーク化する事が出来るので非
絶縁形インパーク１に単独に直流フィルタを設けた場合
でもフィルタコンデンサを小形化する事が可能になる。
する事により、多相インパーク化する事が出来るので非
絶縁形インパーク１に単独に直流フィルタを設けた場合
でもフィルタコンデンサを小形化する事が可能になる。
第７図は３相がそれぞれ電気的に絶縁された３相負荷に
電力を供給するためのインバータ装置で、非絶縁形イン
バータ１のＵ相はインバータアームＵＰＩ 、ＵＮｌ
、ＵＰＩ’、ＵＮＩ’のブリッジ回路で構成され、同様
にＶ相、Ｗ相もインバータアームＶＰ１．■Ｎ１．ＶＰ
１′、ＶＮ１′及びＷＰｌ。
電力を供給するためのインバータ装置で、非絶縁形イン
バータ１のＵ相はインバータアームＵＰＩ 、ＵＮｌ
、ＵＰＩ’、ＵＮＩ’のブリッジ回路で構成され、同様
にＶ相、Ｗ相もインバータアームＶＰ１．■Ｎ１．ＶＰ
１′、ＶＮ１′及びＷＰｌ。
ＷＮ １ 、 ＷＰ １’、 ＷＮ １’で構成される
。
。
絶縁形インパーク２も同様にインパークアームＵＰ２゜
ＵＮ２ 、ＵＰ２’、ＵＮ２’、ＶＦ６ 、ＶＮ２ 、
ＶＰ２’。
ＵＮ２ 、ＵＰ２’、ＵＮ２’、ＶＦ６ 、ＶＮ２ 、
ＶＰ２’。
ＶＮ２’、ＷＰ２ 、ＷＮ２ 、ＷＰ２’、ＷＮ２’及
び変圧器７で構成され、変圧器７により交流側と直流側
は絶縁されている。
び変圧器７で構成され、変圧器７により交流側と直流側
は絶縁されている。
交流出力はＵ−Ｕ’、Ｖ−Ｖ’。Ｗ−Ｗより、図示され
ない相間が絶縁された３相交流負荷に送られる。
ない相間が絶縁された３相交流負荷に送られる。
かかる構成において周波数１の低い領域ではインバータ
２はインパークアームＵＰ２ 、ＵＰ２’、ＶＦ６ 、
ＶＰ２’、ＷＰ２ 。
２はインパークアームＵＰ２ 、ＵＰ２’、ＶＦ６ 、
ＶＰ２’、ＷＰ２ 。
ＷＰ２′か、またばＵＮ２ 、ＵＮ２’、ＶＮ２ 、Ｖ
Ｎ２’ＷＮ２．ＷＮ２’（７）６アームを常に通電状態
にする事により変圧器７の１次巻線を、インバータアー
ムを介して短絡する様に運転する。
Ｎ２’ＷＮ２．ＷＮ２’（７）６アームを常に通電状態
にする事により変圧器７の１次巻線を、インバータアー
ムを介して短絡する様に運転する。
以上説明した様に本発明は非絶縁形インバータと絶縁形
インバータを交流側で直列になる様に接続し、出力周波
数ｆの低い範囲では、絶縁形インパークの変圧器の１次
側をインバータアームを介して短絡状態にし、非絶縁形
インバータにより出力電圧を得る様にし、出力周波数ｆ
が増加すると、絶縁形インバータと、非絶縁形インバー
タは共同して出力電圧を発生して多重化運転を行なう。
インバータを交流側で直列になる様に接続し、出力周波
数ｆの低い範囲では、絶縁形インパークの変圧器の１次
側をインバータアームを介して短絡状態にし、非絶縁形
インバータにより出力電圧を得る様にし、出力周波数ｆ
が増加すると、絶縁形インバータと、非絶縁形インバー
タは共同して出力電圧を発生して多重化運転を行なう。
その結果出力周波数の低い領域でＥ／ｆが大きくなる様
な特性が必要な場合でも変圧器の鉄心飽和の心配や、イ
ンバータ利用率低下の心配もなく、任意の組合せ多重化
が可能になる。
な特性が必要な場合でも変圧器の鉄心飽和の心配や、イ
ンバータ利用率低下の心配もなく、任意の組合せ多重化
が可能になる。
また非絶縁形インバータ及び絶縁形インパーク共に多相
化、ないしは共通の直流電源を使用する事が出来るので
、直流フィルタのコンデンサを小形化出来ると共に、直
流電源及び直流フィルタの数の低減が計れる。
化、ないしは共通の直流電源を使用する事が出来るので
、直流フィルタのコンデンサを小形化出来ると共に、直
流電源及び直流フィルタの数の低減が計れる。
第１図はインバータ装置の特性を示す図、第２図は従来
のインパーク装置を示す概略図、第３図は本発明の一実
施例を示す概略構成図、第４図は第３図の実施例の動作
波形を示し、第４ａ図は低位の周波数領域での動作波形
を、第４ｂ図は高位の周波数領域での動作波形を示す。 第５図は本発明の他の実施例を示す概略構成図、第６図
は第５図の実施例における電圧ベクトル図を示す。 第７図は本発明のさらに別の実施例を示す概略構成図で
ある。 図中１・・・・・・非絶縁形インパーク、２・・・・・
・絶縁形インバータ、３，４，８．９・・・・・・交流
端子、５゜６．１０，１３・・・・・・直流端子、７・
・・・・・変圧器、１１Ｐ、１１Ｎ、１２Ｐ、１２Ｎ、
２１Ｐ、２１Ｎ、２２Ｐ、２２Ｎ・・・・・・インバー
タアーム、１４・・・・・・フィルタ、１４Ｃ・・・・
・・フィルタコンデンサ、１５・・・・・・直流電源、
ＵＰ Ｉ 、 ＵＰ Ｉ’、 ＶＰ１ＶＰＩ’、ＷＰｌ
、ＷＰ１’、ＵＮＩ 、ＵＮ１’、ＶＮｌ 。 ＶＮＩ’、ＷＮｌ 、ＷＮ１’、ＵＰ２．ＵＰ２’、Ｖ
Ｆ６゜ＶＰ２’、ＷＦ２．ＷＰ２’、ＵＮ２．ＵＮ２’
、ＶＮ２゜ＶＮ２’、ＷＮ２ 、ＷＮ２’・・・・・・
いずれもインバータアームを示している。 ＬＮ・・・・・・インバータ定格交流電圧、Ｅ ａ ｓ
Ｅ ｂ ｙ Ｅ ａ ｂ ｔ ＥＩ Ｕｙ Ｅ １
ｙ ＋ＥＩＷＩ Ｅ２Ｕ ｊ Ｅ２Ｖ Ｉ Ｅ２Ｗ ”
””インパーク交流電圧、ＩＬ、Ｉ□′・・・・・・イ
ンパーク交流電流。 尚図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
のインパーク装置を示す概略図、第３図は本発明の一実
施例を示す概略構成図、第４図は第３図の実施例の動作
波形を示し、第４ａ図は低位の周波数領域での動作波形
を、第４ｂ図は高位の周波数領域での動作波形を示す。 第５図は本発明の他の実施例を示す概略構成図、第６図
は第５図の実施例における電圧ベクトル図を示す。 第７図は本発明のさらに別の実施例を示す概略構成図で
ある。 図中１・・・・・・非絶縁形インパーク、２・・・・・
・絶縁形インバータ、３，４，８．９・・・・・・交流
端子、５゜６．１０，１３・・・・・・直流端子、７・
・・・・・変圧器、１１Ｐ、１１Ｎ、１２Ｐ、１２Ｎ、
２１Ｐ、２１Ｎ、２２Ｐ、２２Ｎ・・・・・・インバー
タアーム、１４・・・・・・フィルタ、１４Ｃ・・・・
・・フィルタコンデンサ、１５・・・・・・直流電源、
ＵＰ Ｉ 、 ＵＰ Ｉ’、 ＶＰ１ＶＰＩ’、ＷＰｌ
、ＷＰ１’、ＵＮＩ 、ＵＮ１’、ＶＮｌ 。 ＶＮＩ’、ＷＮｌ 、ＷＮ１’、ＵＰ２．ＵＰ２’、Ｖ
Ｆ６゜ＶＰ２’、ＷＦ２．ＷＰ２’、ＵＮ２．ＵＮ２’
、ＶＮ２゜ＶＮ２’、ＷＮ２ 、ＷＮ２’・・・・・・
いずれもインバータアームを示している。 ＬＮ・・・・・・インバータ定格交流電圧、Ｅ ａ ｓ
Ｅ ｂ ｙ Ｅ ａ ｂ ｔ ＥＩ Ｕｙ Ｅ １
ｙ ＋ＥＩＷＩ Ｅ２Ｕ ｊ Ｅ２Ｖ Ｉ Ｅ２Ｗ ”
””インパーク交流電圧、ＩＬ、Ｉ□′・・・・・・イ
ンパーク交流電流。 尚図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 複数組のインパークアームから成るインバータ回路
と、該インバータ回路の交流側に接続される１次巻線と
、インパーク装置交流出力回路に接続される１組又は複
数組の２次巻線を有する変圧器とを有し、直流入力端子
と交流出力端子間が前記変圧器によって電気的に絶縁さ
れている第１のインバータ装置、及び、複数組のインバ
ータアームからなるインバータ回路であって、直流入力
端子と交流出力端子間には電気的な絶縁機能を有する変
圧器が介在しない第２のインパーク装置を備え、前記第
１のインパーク装置と前記第２のインバータ装置を交流
側で直列接続して成る事を特徴とするインバータ装置。 ２ 前記第１のインパーク装置及び第２のインバータ装
置は多相交流出力を導出するように構成され、前記第２
のインバータ装置を、前記第１のインパーク装置より中
性点側になる様にして直列接続する事を特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のインバータ装置。 ３ 複数組のインバータアームから成るインパーク回路
と、該インパーク回路の交流側に接続される１次巻線と
、インバータ装置交流出力回路に接続される１組又は複
数組の２次巻線を有する変圧器とを有し、直流入力端子
と交流出力端子間が前記変圧器によって電気的に絶縁さ
れている第１のインパーク装置、及び、複数組のインパ
ークアームからなるインバータ回路であって、直流入力
端子と交流出力端子間には電気的な絶縁機能を有する変
圧器が介在しなく且つ前記第１のインバータ装置と交流
側で直列接続された第２のインバータ装置を備え、前記
第１のインパーク装置及び第２のインバータ装置は交流
出力を可変周波数運転されるものであって、低位周波数
の領域において、前記第１のインバータ装置の変圧器の
１次巻線がインパークアームを介して短絡される様に運
転する事を特徴とするインパーク装置。 ４ 前記第１のインバータ装置及び第２のインバータ装
置は多相交流出力を導出するように構成され、前記第２
のインバータ装置を、前記第１のインバータ装置より中
性点側になる様にして直列接続する事を特徴とする特許
請求の範囲第３項記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53018832A JPS5854745B2 (ja) | 1978-02-20 | 1978-02-20 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53018832A JPS5854745B2 (ja) | 1978-02-20 | 1978-02-20 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54111628A JPS54111628A (en) | 1979-09-01 |
| JPS5854745B2 true JPS5854745B2 (ja) | 1983-12-06 |
Family
ID=11982528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53018832A Expired JPS5854745B2 (ja) | 1978-02-20 | 1978-02-20 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854745B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0783610B2 (ja) * | 1989-06-02 | 1995-09-06 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
-
1978
- 1978-02-20 JP JP53018832A patent/JPS5854745B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54111628A (en) | 1979-09-01 |
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