JPH0783610B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0783610B2 JPH0783610B2 JP1139139A JP13913989A JPH0783610B2 JP H0783610 B2 JPH0783610 B2 JP H0783610B2 JP 1139139 A JP1139139 A JP 1139139A JP 13913989 A JP13913989 A JP 13913989A JP H0783610 B2 JPH0783610 B2 JP H0783610B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、交流電動機等に可変電圧可変周波数の交流電
力を供給する電力変換装置に関する。
力を供給する電力変換装置に関する。
（従来の技術） 大容量の交流電動機（誘導電動機，同期電動機あるいは
リニアモータ等）に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給する電力変換装置として、GTO（ゲートターンオフサ
イリスタ）等の自己消孤素子を用いた電圧形パルス幅変
調制御インバータ（PWMインバータと称す）が実用に供
するようになってきた。
リニアモータ等）に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給する電力変換装置として、GTO（ゲートターンオフサ
イリスタ）等の自己消孤素子を用いた電圧形パルス幅変
調制御インバータ（PWMインバータと称す）が実用に供
するようになってきた。
第９図は、出力トランスを持つ多重パルス幅変換制御イ
ンバータ（以後多重PWMインバータと称す）と出力トラ
ンスなしのパルス幅変調制御インバータ（以後直結PWM
インバータと称す）とを組合せた電力変換装置を示す。
ンバータ（以後多重PWMインバータと称す）と出力トラ
ンスなしのパルス幅変調制御インバータ（以後直結PWM
インバータと称す）とを組合せた電力変換装置を示す。
図中、Cdは直流電圧源となる直流平滑コンデンサ、INV-
1は第１のインバータ、TRは出力トランス、INV-2は第２
のインバータ、LOADは負荷装置、CTLは電流検出器、CL
は比較器、Ｇ（Ｓ）は電流制御補償回路、RLは比例増幅
器、SW1，SW2はスイッチ回路、PWM1，PWM2はパルス幅変
調制御回路、SWCはスイッチ制御回路である。
1は第１のインバータ、TRは出力トランス、INV-2は第２
のインバータ、LOADは負荷装置、CTLは電流検出器、CL
は比較器、Ｇ（Ｓ）は電流制御補償回路、RLは比例増幅
器、SW1，SW2はスイッチ回路、PWM1，PWM2はパルス幅変
調制御回路、SWCはスイッチ制御回路である。
第１及び第２のインバータINV-1,INV-2は直流電圧を可
変電圧可変周波数の交流に変換するパルス幅変調制御イ
ンバータで、単相出力の場合を示す。第１のインバータ
INV-1は、出力トランスTRを介して、出力電圧VL1を発生
させる。又、第２のインバータINV-2は、直接、出力電
圧VL2を発生させる。負荷装置LOADには、VL＝VL1＋VL2
の電圧が印加され、当該電圧VLを調整することにより、
負荷電流ILを制御している。
変電圧可変周波数の交流に変換するパルス幅変調制御イ
ンバータで、単相出力の場合を示す。第１のインバータ
INV-1は、出力トランスTRを介して、出力電圧VL1を発生
させる。又、第２のインバータINV-2は、直接、出力電
圧VL2を発生させる。負荷装置LOADには、VL＝VL1＋VL2
の電圧が印加され、当該電圧VLを調整することにより、
負荷電流ILを制御している。
出力周波数０が零の場合、トランスTRからは電圧VL1
を発生させることができないので、第２のインバータIN
V-2によって、負荷電流ILを制御し、０がある程度大
きくなったところで、第１のインバータINV-1によって
負荷電流ILを制御する。
を発生させることができないので、第２のインバータIN
V-2によって、負荷電流ILを制御し、０がある程度大
きくなったところで、第１のインバータINV-1によって
負荷電流ILを制御する。
以下、その制御動作を簡単に説明する。
出力トランスが動作できる最小の周波数をminとし、
出力周波数０がminより低い場合は、スイッチ制御
回路SWCにより、スイッチSW1及びSW2をａ側に投入させ
る。
出力周波数０がminより低い場合は、スイッチ制御
回路SWCにより、スイッチSW1及びSW2をａ側に投入させ
る。
すると第１のインバータINV-1のパルス幅変調制御回路P
WM1の入力信号▲Ｖ* 1▼は零に設定され、第２のインバ
ータINV-2のパルス幅変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ*
2▼は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）から与えられるよう
になる。
WM1の入力信号▲Ｖ* 1▼は零に設定され、第２のインバ
ータINV-2のパルス幅変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ*
2▼は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）から与えられるよう
になる。
まず、電流検出器CTLにより、負荷電流ILを検出し、比
較器CLに入力する。比較器CLにより、上記電流検出値IL
とその電流指令値▲Ｉ* L▼を比較し、当該偏差εＬ＝▲
Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）により増幅
する。Ｇ（Ｓ）の出力信号は、スイッチ回路SW2を介し
てパルス幅変調制御回路PWM2に入力される。第２のイン
バータINV-2は、当該PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例し
た電圧VL2を発生させる。
較器CLに入力する。比較器CLにより、上記電流検出値IL
とその電流指令値▲Ｉ* L▼を比較し、当該偏差εＬ＝▲
Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）により増幅
する。Ｇ（Ｓ）の出力信号は、スイッチ回路SW2を介し
てパルス幅変調制御回路PWM2に入力される。第２のイン
バータINV-2は、当該PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例し
た電圧VL2を発生させる。
▲Ｉ* L▼＞ILとなった場合、偏差εＬは正の値となり、
▲Ｖ* 2▼すなわち、第２のインバータINV-2の出力電圧V
L2を増加させ、負荷電流ILを増やして、IL≒▲Ｉ* L▼に
なるように制御する。逆に、▲Ｉ* L▼＜ILとなった場
合、偏差εＬは負の値となり、VL2を減少させてILを減
らす、やはり、IL≒▲I* L▼となるように制御される。
▲Ｖ* 2▼すなわち、第２のインバータINV-2の出力電圧V
L2を増加させ、負荷電流ILを増やして、IL≒▲Ｉ* L▼に
なるように制御する。逆に、▲Ｉ* L▼＜ILとなった場
合、偏差εＬは負の値となり、VL2を減少させてILを減
らす、やはり、IL≒▲I* L▼となるように制御される。
この間、第１のインバータINV-1の出力電圧V1は、PWM1
の入力信号▲Ｖ* 1▼＝０に比例した電圧、すなわち、零
電圧となるように制御され、出力トランスTRの２次電圧
VL1も零となっている。
の入力信号▲Ｖ* 1▼＝０に比例した電圧、すなわち、零
電圧となるように制御され、出力トランスTRの２次電圧
VL1も零となっている。
出力周波数０が前記最小周波数minより高くなった
場合、スイッチ制御回路SWCによりスイッチSW1，SW2は
ｂ側に投入される。
場合、スイッチ制御回路SWCによりスイッチSW1，SW2は
ｂ側に投入される。
今度は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）の出力信号は第１の
インバータのパルス幅変調制御回路PWM1に入力され、第
２のインバータのパルス幅変調制御回路PWM2には、▲Ｖ
* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RLの信号が入力される。ここで、R
Lは、負荷装置LOADの抵抗分に相当するもので、▲Ｉ* L
▼・RLは抵抗による電圧降下分となる。すなわち０＞
minでは、第２のインバータINV-2は、出力周波数０
に関係なく、負荷の抵抗分により電圧降下分を負担する
ことになる。又、負荷電流ILは第１のインバータINV-1
によって制御されることになる。
インバータのパルス幅変調制御回路PWM1に入力され、第
２のインバータのパルス幅変調制御回路PWM2には、▲Ｖ
* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RLの信号が入力される。ここで、R
Lは、負荷装置LOADの抵抗分に相当するもので、▲Ｉ* L
▼・RLは抵抗による電圧降下分となる。すなわち０＞
minでは、第２のインバータINV-2は、出力周波数０
に関係なく、負荷の抵抗分により電圧降下分を負担する
ことになる。又、負荷電流ILは第１のインバータINV-1
によって制御されることになる。
第10図は、第９図の装置の出力周波数０に対する負荷
端子電圧VL及び、第１及び第２のインバータのパルス幅
変調制御回路PWM1，PWM2の入力信号▲Ｖ* 1▼，▲Ｖ* 2▼
の関係を示す。
端子電圧VL及び、第１及び第２のインバータのパルス幅
変調制御回路PWM1，PWM2の入力信号▲Ｖ* 1▼，▲Ｖ* 2▼
の関係を示す。
負荷電流ILを一定とした場合、負荷端子電圧VLは、出力
周波数０によって次のように表わされる。
周波数０によって次のように表わされる。
VL＝VC＋IL・RL＋ｊε０LLIL …（１） VC：負荷の逆起電力（電動機の場合） RL：負荷の抵抗 LL：負荷のインダクタンス ε０:2π０ 第10図（ａ）の破線は、負荷の抵抗RLによる電圧降下分
を示す。
を示す。
第10図（ｂ）の破線は第１のインバータINV-1のパルス
変調制御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を表わす。０≦
minまでは、▲Ｖ* 1▼＝０となり、０＞minの領域
では、▲Ｖ* 1▼は０に比例した電圧となる。又、第
図（ｂ）の実線は、第２のインバータINV-2のパルス幅
変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を表わす。０≦
minまでは、（１）式の電圧VLを出すように制御さ
れ、０＞minの領域では、▲Ｖ* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RL
＝一定となる。ただし、▲Ｉ* L▼＝一定の場合。
変調制御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を表わす。０≦
minまでは、▲Ｖ* 1▼＝０となり、０＞minの領域
では、▲Ｖ* 1▼は０に比例した電圧となる。又、第
図（ｂ）の実線は、第２のインバータINV-2のパルス幅
変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を表わす。０≦
minまでは、（１）式の電圧VLを出すように制御さ
れ、０＞minの領域では、▲Ｖ* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RL
＝一定となる。ただし、▲Ｉ* L▼＝一定の場合。
このように、第 図の装置では、第２のインバータINV-
2は、出力トランスTRが動作できる最小の周波数minま
で、必要とされる電圧VLが発生させられればよく、第１
のインバータINV-1に比較すると、容量が小さいもので
済む。また、第１のインバータINV-1は出力トランスTR
を介して電圧VL1を発生させているので、当該インバー
タの直列多重運転あるいは並列多重運転等を容易に行う
ことができ、容量を増加させることが容易となる。従っ
て大容量の交流電動機を駆動する電力変換装置として便
利である。
2は、出力トランスTRが動作できる最小の周波数minま
で、必要とされる電圧VLが発生させられればよく、第１
のインバータINV-1に比較すると、容量が小さいもので
済む。また、第１のインバータINV-1は出力トランスTR
を介して電圧VL1を発生させているので、当該インバー
タの直列多重運転あるいは並列多重運転等を容易に行う
ことができ、容量を増加させることが容易となる。従っ
て大容量の交流電動機を駆動する電力変換装置として便
利である。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来の電力変換装置は次のような問題点がある。
すなわち、出力周波数０が高くなり、第１のインバー
タINV-1によって負荷電流ILを制御しようとした場合、
次のような不都合が発生する。
タINV-1によって負荷電流ILを制御しようとした場合、
次のような不都合が発生する。
通常、出力トランスTRの２次電圧VL1は、第１のインバ
ータINV-1の出力電圧に比例した電圧となる。しかし、
例えば、電流検出器CTLのドリフト等によって負荷電流I
Lに直流分が含まれた場合、あるいは、インバータINV-1
を構成する自己消弧素子のスイッチング特性のバラツキ
等により、出力電圧に若干の直流分が含まれた場合、等
の原因によりトランスTRは徐々に直流偏磁され、やがて
は、鉄心を片側方向に飽和させてしまう。この結果、ト
ランスTRの２次電圧VL1が低下し、負荷電流ILは指令値
▲Ｉ* L▼より小さくなる。故にインバータINV-1は、さ
らに出力電圧V1を高くし、鉄心をますます飽和させる方
向に動作する。従ってトランスTRの１次電流I1が急増
し、過電流となってインバータINV-1の素子を破壊させ
ることにもなる。出力トランスの偏磁が発生しないよう
に鉄心断面積を大きくし、エアギャップを設ける方法も
考えられるが、その場合、出力トランスの重量，寸法が
増大し、不経済なシステムとなる。
ータINV-1の出力電圧に比例した電圧となる。しかし、
例えば、電流検出器CTLのドリフト等によって負荷電流I
Lに直流分が含まれた場合、あるいは、インバータINV-1
を構成する自己消弧素子のスイッチング特性のバラツキ
等により、出力電圧に若干の直流分が含まれた場合、等
の原因によりトランスTRは徐々に直流偏磁され、やがて
は、鉄心を片側方向に飽和させてしまう。この結果、ト
ランスTRの２次電圧VL1が低下し、負荷電流ILは指令値
▲Ｉ* L▼より小さくなる。故にインバータINV-1は、さ
らに出力電圧V1を高くし、鉄心をますます飽和させる方
向に動作する。従ってトランスTRの１次電流I1が急増
し、過電流となってインバータINV-1の素子を破壊させ
ることにもなる。出力トランスの偏磁が発生しないよう
に鉄心断面積を大きくし、エアギャップを設ける方法も
考えられるが、その場合、出力トランスの重量，寸法が
増大し、不経済なシステムとなる。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、出力
トランスの偏磁をなくし、負荷電流を正確に制御できる
ようにした電力変換装置を提供することを目的とする。
トランスの偏磁をなくし、負荷電流を正確に制御できる
ようにした電力変換装置を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、交流負荷に対
し、出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバー
タ（多重PWMインバータと称す）の出力電圧と、出力ト
ランスなしのパルス幅変調制御インバータ（直結PWMイ
ンバータと称す）の出力電圧の和を供給する電力変換装
置において、直結PWMインバータは、前記交流負荷に供
給する負荷電流の指令値を与える手段と、負荷電流を検
出する負荷電流検出手段と、前記負荷電流指令値と負荷
電流検出値との偏差に応じて前記直結PWMインバータの
出力電圧を制御するPWM制御手段を具備し、 多重PWMインバータは、前記出力トランスの１次電流検
出値を得る手段及び該出力トランスの励磁電流指令値を
与える手段と、前記交流負荷の逆起電力と、前記交流負
荷のインダクタンスによる電圧降下分の和に相当する電
圧指令値を与える手段と、前記負荷流指令値と、前記励
磁電流指令値から前記出力トランスの１次電流指令値を
求める手段と、該１次電流指令値と、前記１次電流検出
値との偏差に応じた信号と、前記電圧指令値との和の信
号によって前記多重PWMインバータの出力電圧を制御す
るPWM制御手段を具備し、或いは、前記出力トランスの
１次電流検出値と、負荷電流検出値とから前記出力トラ
ンスの励磁電流を検出する手段と、前記出力トランスの
励磁電流指令値を与える手段と、前記交流負荷の逆起電
力と、前記交流負荷のインダクタンスによる電圧降下分
の和に相当する電圧指令値を与える手段と、前記励磁電
流指令値と、前記励磁電流検出値との偏差に応じた信号
と、前記電圧指令値との和の信号によって前記多重PWM
インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段を具備し
ている。
し、出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバー
タ（多重PWMインバータと称す）の出力電圧と、出力ト
ランスなしのパルス幅変調制御インバータ（直結PWMイ
ンバータと称す）の出力電圧の和を供給する電力変換装
置において、直結PWMインバータは、前記交流負荷に供
給する負荷電流の指令値を与える手段と、負荷電流を検
出する負荷電流検出手段と、前記負荷電流指令値と負荷
電流検出値との偏差に応じて前記直結PWMインバータの
出力電圧を制御するPWM制御手段を具備し、 多重PWMインバータは、前記出力トランスの１次電流検
出値を得る手段及び該出力トランスの励磁電流指令値を
与える手段と、前記交流負荷の逆起電力と、前記交流負
荷のインダクタンスによる電圧降下分の和に相当する電
圧指令値を与える手段と、前記負荷流指令値と、前記励
磁電流指令値から前記出力トランスの１次電流指令値を
求める手段と、該１次電流指令値と、前記１次電流検出
値との偏差に応じた信号と、前記電圧指令値との和の信
号によって前記多重PWMインバータの出力電圧を制御す
るPWM制御手段を具備し、或いは、前記出力トランスの
１次電流検出値と、負荷電流検出値とから前記出力トラ
ンスの励磁電流を検出する手段と、前記出力トランスの
励磁電流指令値を与える手段と、前記交流負荷の逆起電
力と、前記交流負荷のインダクタンスによる電圧降下分
の和に相当する電圧指令値を与える手段と、前記励磁電
流指令値と、前記励磁電流検出値との偏差に応じた信号
と、前記電圧指令値との和の信号によって前記多重PWM
インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段を具備し
ている。
（作用） 直結PWMインバータは、出力周波数０に関係なく、負
荷に供給する電流を制御する。
荷に供給する電流を制御する。
また、多重PWMインバータは１台又は複数台のPWMインバ
ータで構成され、その各々のインバータは各出力トラン
スの１次電流あるいは励磁電流を制御する。当該トラン
スの１次電流の指令値は、上記負荷電流制御の指令値と
トランスの励磁電流の指令値の和によって与えられる。
当該励磁電流の指令値として、その実効値がほぼ一定に
なるように与えた場合、各出力トランスの出力電圧は出
力周波数にほぼ比例して増減する。当該各トランスの出
力電圧と直結インバータの出力電圧の和が交流負荷に印
加され、当該直結インバータの出力電圧を調整すること
により負荷電流が制御される。結果的に、多重PWMイン
バータは出力周波数に比例した電圧すなわち、電動機負
荷の場合、逆起電力（速度起電力）とインダクタンスに
よる電圧降下分を負担し、直結インバータは残りの必要
な電圧すなわち、負荷の抵抗による電圧降下分と負荷電
流制御に伴なう過渡的な電圧を負担することになる。容
量的には、直結インバータのほうが、多重PWMインバー
タより、かなり小さなもので済む。
ータで構成され、その各々のインバータは各出力トラン
スの１次電流あるいは励磁電流を制御する。当該トラン
スの１次電流の指令値は、上記負荷電流制御の指令値と
トランスの励磁電流の指令値の和によって与えられる。
当該励磁電流の指令値として、その実効値がほぼ一定に
なるように与えた場合、各出力トランスの出力電圧は出
力周波数にほぼ比例して増減する。当該各トランスの出
力電圧と直結インバータの出力電圧の和が交流負荷に印
加され、当該直結インバータの出力電圧を調整すること
により負荷電流が制御される。結果的に、多重PWMイン
バータは出力周波数に比例した電圧すなわち、電動機負
荷の場合、逆起電力（速度起電力）とインダクタンスに
よる電圧降下分を負担し、直結インバータは残りの必要
な電圧すなわち、負荷の抵抗による電圧降下分と負荷電
流制御に伴なう過渡的な電圧を負担することになる。容
量的には、直結インバータのほうが、多重PWMインバー
タより、かなり小さなもので済む。
トランスの励磁電流をほぼ一定に制御した場合、トラン
スの出力電圧は出力周波数に比例して増減し、周波数が
低くなっても鉄心が飽和することはない。また、多重PW
Mインバータを構成する自己消弧素子のスイッチング特
性のバラツキ等により出力電圧に直流分が含まれ、出力
トランスの直流偏磁の原因が発生した場合でも、各トラ
ンスの励磁電流をインバータによって制御しているた
め、上記直流電圧分を自動的に補償し、各トランスは常
に偏磁のない状態で運転される。従って、トランスの１
次電流も過大となることはなく、トランスの偏磁によっ
て素子が破壊することもなくなる。
スの出力電圧は出力周波数に比例して増減し、周波数が
低くなっても鉄心が飽和することはない。また、多重PW
Mインバータを構成する自己消弧素子のスイッチング特
性のバラツキ等により出力電圧に直流分が含まれ、出力
トランスの直流偏磁の原因が発生した場合でも、各トラ
ンスの励磁電流をインバータによって制御しているた
め、上記直流電圧分を自動的に補償し、各トランスは常
に偏磁のない状態で運転される。従って、トランスの１
次電流も過大となることはなく、トランスの偏磁によっ
て素子が破壊することもなくなる。
（実施例） 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
で、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す構
成図である。
で、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す構
成図である。
図中、Vdは直流電圧源、INV-1〜INV-4は多重PWMインバ
ータ、INV-5は直結PWMインバータ、TR1〜TR4は出力トラ
ンス、LOADは交流負荷（Ｕ相）である。変換装置は出力
１相分だけ表わしているが、Ｖ相及びＷ相も同様に構成
される。
ータ、INV-5は直結PWMインバータ、TR1〜TR4は出力トラ
ンス、LOADは交流負荷（Ｕ相）である。変換装置は出力
１相分だけ表わしているが、Ｖ相及びＷ相も同様に構成
される。
また第２図において、A1〜A6は加算器、C1〜C5は比較
器、G1〜G4及びGLは電流制御補償回路、KNは演算増幅
器、PWM1〜PWM5はパルス幅変調制御回路、TRGは搬送波
（三角波）発生器を各々表わす。なお、第１図でCT1〜C
T5は電流検出器を表わす。
器、G1〜G4及びGLは電流制御補償回路、KNは演算増幅
器、PWM1〜PWM5はパルス幅変調制御回路、TRGは搬送波
（三角波）発生器を各々表わす。なお、第１図でCT1〜C
T5は電流検出器を表わす。
第３図は第１図のPWMインバータINV-1の具体的な構成を
示すものでINV-1は自己消弧素子S11〜S14と、フリーホ
イーリングダイオードD11〜D14で構成されている。
示すものでINV-1は自己消弧素子S11〜S14と、フリーホ
イーリングダイオードD11〜D14で構成されている。
第４図は第３図のインバータのPWM制御動作を説明する
ためのタイムチャート図である。
ためのタイムチャート図である。
X2，Y1はPWM制御の搬送波信号で、Y1はX1の反転値（あ
るいは位相が180°ずれた信号）となっている。制御入
力信号e1とX1を比較し、インバータINV-1の素子S11とS
12のゲート信号g1を作っている。すなわち、 e1X1のときg1＝１でS11：オン，S12：オフ e1＜X1 〃 g1＝０でS11：オフ，S12：オン となる。又、e1とY1を比較し、素子S13とS14のゲート信
号g1′を作っている。すなわち、 e1Y1のときg1′＝１でS13：オフ，S14：オン e1＜Ｙのときg1′＝０でS13：オン，S14：オフ となる。
るいは位相が180°ずれた信号）となっている。制御入
力信号e1とX1を比較し、インバータINV-1の素子S11とS
12のゲート信号g1を作っている。すなわち、 e1X1のときg1＝１でS11：オン，S12：オフ e1＜X1 〃 g1＝０でS11：オフ，S12：オン となる。又、e1とY1を比較し、素子S13とS14のゲート信
号g1′を作っている。すなわち、 e1Y1のときg1′＝１でS13：オフ，S14：オン e1＜Ｙのときg1′＝０でS13：オン，S14：オフ となる。
インバータINV-1の出力電圧V1はトランスTR1の１次/2次
巻数比を１とした場合、 S11とS14がオンのとき V1＝＋Vd S12とS13がオンのとき V1＝−Vd その他のモードのとき V1＝０ となり、第 図の最下段の波形が得られる。その平均値
１（破線で示す）は前述の制御入力信号e1に比例した
値となる。
巻数比を１とした場合、 S11とS14がオンのとき V1＝＋Vd S12とS13がオンのとき V1＝−Vd その他のモードのとき V1＝０ となり、第 図の最下段の波形が得られる。その平均値
１（破線で示す）は前述の制御入力信号e1に比例した
値となる。
このように、インバータINV-1の出力電圧V1は、PWM制御
の搬送波周波数の２倍の周波数で制御されることにな
る。
の搬送波周波数の２倍の周波数で制御されることにな
る。
他の３台のPWMインバータINV-2〜INV-4も同様に制御さ
れるか、各々の搬送波信号X2〜X4は、電気角で45°ずつ
位相をずらしたものが用いられる（Y2〜Y4は各々X2〜X4
の反転値となる）。この結果、出力トランスTR1〜TR4を
介して発生する電圧の和V1＋V2＋V3＋V4は多重化された
電圧となり、PWM制御の搬送波周波数Ｃに対し、８・
Ｃで制御された電圧波形となる。従って、出力電圧V1
＋V2＋V3＋V4には、PWM制御に伴なう低次の高調波成分
は打ち消され、高次の高調波だけが表われる。この高次
の高調波成分は、リアクトル等のフィルタで容易に除去
することが可能である。
れるか、各々の搬送波信号X2〜X4は、電気角で45°ずつ
位相をずらしたものが用いられる（Y2〜Y4は各々X2〜X4
の反転値となる）。この結果、出力トランスTR1〜TR4を
介して発生する電圧の和V1＋V2＋V3＋V4は多重化された
電圧となり、PWM制御の搬送波周波数Ｃに対し、８・
Ｃで制御された電圧波形となる。従って、出力電圧V1
＋V2＋V3＋V4には、PWM制御に伴なう低次の高調波成分
は打ち消され、高次の高調波だけが表われる。この高次
の高調波成分は、リアクトル等のフィルタで容易に除去
することが可能である。
一方、直結インバータINV-5は第５図のような構成とな
っている、３相グレーツ結線のＵ相分を示すもので、自
己消弧素子S51，S52とフリーホイーリングダイオードD
51，D52で構成されている。負荷の中性線は、直流電圧V
dの中間線に接続される。
っている、３相グレーツ結線のＵ相分を示すもので、自
己消弧素子S51，S52とフリーホイーリングダイオードD
51，D52で構成されている。負荷の中性線は、直流電圧V
dの中間線に接続される。
第６図はインバータINV-5のPWM制御動作を説明するため
のタイムチャート図である。搬送波信号X5と制御入力信
号e5を比較し、上記素子S51とS52のゲート信号g5を作っ
ている。すなわち e5X5のときg5＝１でS51：オン，S52：オフ e5＜X5のときg5＝−１でS51：オフ，S52：オン となる。
のタイムチャート図である。搬送波信号X5と制御入力信
号e5を比較し、上記素子S51とS52のゲート信号g5を作っ
ている。すなわち e5X5のときg5＝１でS51：オン，S52：オフ e5＜X5のときg5＝−１でS51：オフ，S52：オン となる。
インバータINV-5の出力電圧V5は S51がオンのとき V5＝＋（Vd/2） S52 〃 V5＝−（Vd/2） となる。その平均値５は制御入力信号e5に比例した値
となる。このように直結インバータINV-5の出力電圧V5
は、PWM制御の搬送波周波数で制御されることになる。
となる。このように直結インバータINV-5の出力電圧V5
は、PWM制御の搬送波周波数で制御されることになる。
以下、第１図乃至第６図を参照しながら本発明装置の制
御動作を説明する。
御動作を説明する。
負荷電流IUは直結インバータINV-5によって制御され
る。
る。
すなわち、電流検出器CT5によって負荷電流IUを検出し
比較器C5に入力する。比較器C5では負荷電流指令値▲Ｉ
* U▼と上記検出値IUを比較し、その偏差εＵ＝▲Ｉ* U▼
−IUを求める。当該偏差εＵは次の電流制御補償回路GL
により増幅され、加算器A6を介して直結インバータINV-
5のパルス幅変調制御回路PWM5に入力信号e5を与える。
直結インバータINV-5は、当該入力信号e5に比例した電
圧５を発生することは前述の通りである。
比較器C5に入力する。比較器C5では負荷電流指令値▲Ｉ
* U▼と上記検出値IUを比較し、その偏差εＵ＝▲Ｉ* U▼
−IUを求める。当該偏差εＵは次の電流制御補償回路GL
により増幅され、加算器A6を介して直結インバータINV-
5のパルス幅変調制御回路PWM5に入力信号e5を与える。
直結インバータINV-5は、当該入力信号e5に比例した電
圧５を発生することは前述の通りである。
▲Ｉ* U▼＞IUの場合、偏差εＵは正の値となり、直結イ
ンバータINV-5の出力電圧V5を増加させ、負荷電流IUを
増やしIU≒▲Ｉ* U▼となるように制御される。逆に▲Ｉ
* U▼＜IUとなった場合、偏差εＵは負の値となり、出力
電圧V5を減らし、負荷電流IUを減少させる。故に、やは
り、IU≒▲Ｉ* U▼となって落ち着く。電流指令値▲Ｉ* U
▼を正弦波状に変化させれば、実電流IUもそれに追従し
て正弦波に制御される。
ンバータINV-5の出力電圧V5を増加させ、負荷電流IUを
増やしIU≒▲Ｉ* U▼となるように制御される。逆に▲Ｉ
* U▼＜IUとなった場合、偏差εＵは負の値となり、出力
電圧V5を減らし、負荷電流IUを減少させる。故に、やは
り、IU≒▲Ｉ* U▼となって落ち着く。電流指令値▲Ｉ* U
▼を正弦波状に変化させれば、実電流IUもそれに追従し
て正弦波に制御される。
直結インバータINV-5は基本的に負荷の抵抗RLによる電
圧降下分の電圧RL・IUを発生させる。故に、加算器A6に
は、電流指令値▲Ｉ* U▼に負荷抵抗RLを乗じた信号が加
えられる。PWM5の入力信号e5は次式で表わされる。
圧降下分の電圧RL・IUを発生させる。故に、加算器A6に
は、電流指令値▲Ｉ* U▼に負荷抵抗RLを乗じた信号が加
えられる。PWM5の入力信号e5は次式で表わされる。
e5＝RL・▲Ｉ* U▼εＵ・GL …（１） すなわち、直結インバータINV-5は、負荷抵抗による電
圧降下分を常に発生し、それに加えて、電流偏差εＵに
応じた電圧を発生して負荷電流を制御している。抵抗分
による電圧降下は出力周波数０に依存しないので、
０＝０のとき、出力トランスを持つ多重インバータINV-
1〜INV-4からは電圧を発生できず、直結インバータから
供給することが必要となる。
圧降下分を常に発生し、それに加えて、電流偏差εＵに
応じた電圧を発生して負荷電流を制御している。抵抗分
による電圧降下は出力周波数０に依存しないので、
０＝０のとき、出力トランスを持つ多重インバータINV-
1〜INV-4からは電圧を発生できず、直結インバータから
供給することが必要となる。
多重PWMインバータINV-1〜INV-4は、出力周波数０に
比例した電圧を発生させる。
比例した電圧を発生させる。
すなわち、電動機負荷の場合、逆起電力VCUの電圧と負
荷側のインダクタンスLLによる電圧降下分ｊωLL・IUの
和を供給する。
荷側のインダクタンスLLによる電圧降下分ｊωLL・IUの
和を供給する。
第２図において、逆起電力補償値▲V* CU▼と負荷電流指
令値▲I* U▼によって求めた補償信号▲V* CU▼＋ｊωLL
・▲Ｉ* U▼を演算増幅器KN及び加算器A2を介してインバ
ータINV-1のPWM制御回路PWM1の入力信号e1を与える。同
様に、PWM2〜PWM4の入力信号e2〜e4も与えられる。説明
の便宜上、仮に、他の信号を零として考えると、 ｅ１＝ｅ２＝ｅ３＝４ ＝（▲V* CU▼＋ｊωＬＬ・▲I* U▼）/n …（２） ω＝２π・０,n＝４ となる。ｎは多重インバータを構成するインバータの段
数で、この場合は４段となる。
令値▲I* U▼によって求めた補償信号▲V* CU▼＋ｊωLL
・▲Ｉ* U▼を演算増幅器KN及び加算器A2を介してインバ
ータINV-1のPWM制御回路PWM1の入力信号e1を与える。同
様に、PWM2〜PWM4の入力信号e2〜e4も与えられる。説明
の便宜上、仮に、他の信号を零として考えると、 ｅ１＝ｅ２＝ｅ３＝４ ＝（▲V* CU▼＋ｊωＬＬ・▲I* U▼）/n …（２） ω＝２π・０,n＝４ となる。ｎは多重インバータを構成するインバータの段
数で、この場合は４段となる。
この結果、多重インバータの出力電圧V1＋V2＋V3＋V4は
上記入力信号e1〜e4の和に比例した電圧となり、▲V* CU
▼＋ｊωLL▲I* U▼に比例した電圧を発生するようにな
る。逆起電力▲V* CU▼は出力周波数０に比例した値と
なり、また第２項ｊωLL▲Ｉ* U▼も０に比例してい
る。従って多重インバータの出力電圧V1＋V2＋V3＋V4は
出力周波数０に比例した値となり、出力トランスTR1
〜TR4の励磁電流IOU1〜IOU4の実効値は、ほぼ一定値と
なる。
上記入力信号e1〜e4の和に比例した電圧となり、▲V* CU
▼＋ｊωLL▲I* U▼に比例した電圧を発生するようにな
る。逆起電力▲V* CU▼は出力周波数０に比例した値と
なり、また第２項ｊωLL▲Ｉ* U▼も０に比例してい
る。従って多重インバータの出力電圧V1＋V2＋V3＋V4は
出力周波数０に比例した値となり、出力トランスTR1
〜TR4の励磁電流IOU1〜IOU4の実効値は、ほぼ一定値と
なる。
しかし、実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッ
チング特性のアンバランス等により、若干の直流バイア
ス等が出力トランスに印加される可能性がある。直流電
圧のバイアスがトランスに印加された場合、徐々にトラ
ンスが偏磁し、最終的に鉄心が飽和して過大な励磁電流
がトランスに流れるようになり、トランスを焼損するだ
けでなく、インバータを構成する素子が過電流によって
破壊することもある。
チング特性のアンバランス等により、若干の直流バイア
ス等が出力トランスに印加される可能性がある。直流電
圧のバイアスがトランスに印加された場合、徐々にトラ
ンスが偏磁し、最終的に鉄心が飽和して過大な励磁電流
がトランスに流れるようになり、トランスを焼損するだ
けでなく、インバータを構成する素子が過電流によって
破壊することもある。
そこで、本発明装置では、多重PWMインバータを構成す
る４台のインバータINV-1〜INV-4は各々の出力トランス
の１次電流IU1〜IU4を制御している。インバータINV-1
について当該１次電流IU1の制御動作を説明すると、次
のようになる。
る４台のインバータINV-1〜INV-4は各々の出力トランス
の１次電流IU1〜IU4を制御している。インバータINV-1
について当該１次電流IU1の制御動作を説明すると、次
のようになる。
まず、電流検出器CT1によりトランスTR1の１次電流IU1
を検出し、比較器C1に入力する。比較器C1では、１次電
流指令値▲I* U1▼と上記電流検出値IU1を比較し、偏差
ε１＝▲I* U1▼−IU1を求める。当該偏差ε１は次の電
流制御補償回路G1によって増幅され、加算器A2を介し
て、PWM制御回路PWM1に入力信号e1を与える。故に
（２）式のe1は次式のように書き換えられる。
を検出し、比較器C1に入力する。比較器C1では、１次電
流指令値▲I* U1▼と上記電流検出値IU1を比較し、偏差
ε１＝▲I* U1▼−IU1を求める。当該偏差ε１は次の電
流制御補償回路G1によって増幅され、加算器A2を介し
て、PWM制御回路PWM1に入力信号e1を与える。故に
（２）式のe1は次式のように書き換えられる。
e1＝（▲V* CU▼＋ｊωＬＬ・▲I* U▼）/4＋ε１・Ｇ１ …（３） 上記１次電流の指令値▲I* U1▼は負荷電流の指令値▲Ｉ
* U▼とトランスTR1の励磁電流IOU1の指令値▲I* OU1▼の
和で与えられる。４台のトランスの容量，定格が同一と
すると、▲Ｉ* OU1▼＝▲Ｉ* OU2▼＝▲Ｉ* OU3▼＝▲Ｉ*
OU4▼＝▲Ｉ* OU▼となる。故に ▲I* U1▼＝▲I* U▼＋▲I* OU▼ ＝▲I* U2▼＝▲I* U4▼ …（４） で与えられる。
* U▼とトランスTR1の励磁電流IOU1の指令値▲I* OU1▼の
和で与えられる。４台のトランスの容量，定格が同一と
すると、▲Ｉ* OU1▼＝▲Ｉ* OU2▼＝▲Ｉ* OU3▼＝▲Ｉ*
OU4▼＝▲Ｉ* OU▼となる。故に ▲I* U1▼＝▲I* U▼＋▲I* OU▼ ＝▲I* U2▼＝▲I* U4▼ …（４） で与えられる。
▲I* U1▼＞IU1となった場合、偏差ε１は正の値とな
り、（３）式の入力信号e1を増加させ、１次電流IU1を
増やし、IU1≒▲I* U1▼となるように制御する。このと
き負荷電流IUは直結インバータINV-5によって、IU≒▲I
* U▼に制御されているので、結果的に、トランスTR1の
励磁電流IOU1が前述の指令値▲I* OU▼に一致するように
制御される。
り、（３）式の入力信号e1を増加させ、１次電流IU1を
増やし、IU1≒▲I* U1▼となるように制御する。このと
き負荷電流IUは直結インバータINV-5によって、IU≒▲I
* U▼に制御されているので、結果的に、トランスTR1の
励磁電流IOU1が前述の指令値▲I* OU▼に一致するように
制御される。
逆に、▲I* U1▼＜IU1となった場合、偏差ε１は負の値
となり入力信号e1，すなわちインバータINV-1の出力電
圧を減少させてやはり、IU1≒▲I* U1▼となるように制
御する。
となり入力信号e1，すなわちインバータINV-1の出力電
圧を減少させてやはり、IU1≒▲I* U1▼となるように制
御する。
このようにしてトランスTR1の１次電流IU1は、指令値▲
I* U1▼に一致するように制御され、結果的にトランスTR
1の励磁電流IOU1も前記指令値▲I* OU▼に一致するよう
になる。素子のアンバランス等により、直流バイアスが
トランスTR1に印加された場合でも励磁電流IOU1≒▲I*
OU▼となり、当該直流バイアスを最終的にキャンセルす
るように制御系が動作する。
I* U1▼に一致するように制御され、結果的にトランスTR
1の励磁電流IOU1も前記指令値▲I* OU▼に一致するよう
になる。素子のアンバランス等により、直流バイアスが
トランスTR1に印加された場合でも励磁電流IOU1≒▲I*
OU▼となり、当該直流バイアスを最終的にキャンセルす
るように制御系が動作する。
他のインバータINV-2〜INV-4も同様に制御される。
多重PWMインバータは前述のように基本的には、逆起電
力VCUと負荷側のインダクタンスLLによる電圧降下分ｊ
ωLLIUの和電圧を発生させる必要がある。故に、トラン
スTR1〜TR4の励磁電流IOU1〜IOU4もそれに見合った値に
調整する必要がある。各トランスの定格出力時の相互イ
ンダクタンスをＭとした場合、加算器A1に入力される励
磁電流の指令値▲I* OU▼は、次式のように与えられる。
力VCUと負荷側のインダクタンスLLによる電圧降下分ｊ
ωLLIUの和電圧を発生させる必要がある。故に、トラン
スTR1〜TR4の励磁電流IOU1〜IOU4もそれに見合った値に
調整する必要がある。各トランスの定格出力時の相互イ
ンダクタンスをＭとした場合、加算器A1に入力される励
磁電流の指令値▲I* OU▼は、次式のように与えられる。
このようにして、多重PWMインバータは、負荷の逆起電
力VCUとインダクタンスによる電圧降下分ｊωLLIUに見
合った電圧を発生し、又、直結インバータは、負荷の抵
抗による電圧降下分と負荷電流制御に必要な過渡的な電
圧を発生して、負荷電流IUがその指令値▲Ｉ* U▼に一致
するように制御している。このとき、例え、素子の特性
のバラツキにより出力トランスに直流バイアス電圧が印
加されても上記トランスの１次電流制御（言い換えると
励磁電流制御）を行っているため、直流偏磁は発生しな
い。故にトランスの偏磁による過電流はなくなり、イン
バータを構成する素子も破壊しなくなる。
力VCUとインダクタンスによる電圧降下分ｊωLLIUに見
合った電圧を発生し、又、直結インバータは、負荷の抵
抗による電圧降下分と負荷電流制御に必要な過渡的な電
圧を発生して、負荷電流IUがその指令値▲Ｉ* U▼に一致
するように制御している。このとき、例え、素子の特性
のバラツキにより出力トランスに直流バイアス電圧が印
加されても上記トランスの１次電流制御（言い換えると
励磁電流制御）を行っているため、直流偏磁は発生しな
い。故にトランスの偏磁による過電流はなくなり、イン
バータを構成する素子も破壊しなくなる。
第７図は本発明装置の制御回路の別の実施例を示す構成
図である。
図である。
図中、SW1，SW2は切換えスイッチ回路、C1〜C6は比較
器、A1〜A8は加算器、SHはシュミット回路、G1〜G4及び
GLは電流制御補償回路、KN1，KN2，KNは演算増幅器、PW
M1〜PWM5はパルス幅変調制御回路、TRG1，TRG2は搬送波
発生器である。
器、A1〜A8は加算器、SHはシュミット回路、G1〜G4及び
GLは電流制御補償回路、KN1，KN2，KNは演算増幅器、PW
M1〜PWM5はパルス幅変調制御回路、TRG1，TRG2は搬送波
発生器である。
第７図の実施例は、第２図の制御回路と次の点が異な
る。
る。
まず、第２図の制御回路では、多重インバータを構成す
る４台のPWMインバータINV-1〜INV-4は各出力トランス
の１次電流IU1〜IU4を制御していたのに対し、本実施例
では、各トランスの励磁電流IOU1〜IOU4を制御している
点が異なる。４台のトランスが同一容量，同一定格であ
る場合、その励磁電流の指令値▲I* OU▼は、（５）式で
示したように与えられる。各トランスの励磁電流IOU1〜
IOU4は、次のように各トランスの１次電流IU1〜IU4の検
出値及び負荷電流IUの検出値から演算によって求められ
る。
る４台のPWMインバータINV-1〜INV-4は各出力トランス
の１次電流IU1〜IU4を制御していたのに対し、本実施例
では、各トランスの励磁電流IOU1〜IOU4を制御している
点が異なる。４台のトランスが同一容量，同一定格であ
る場合、その励磁電流の指令値▲I* OU▼は、（５）式で
示したように与えられる。各トランスの励磁電流IOU1〜
IOU4は、次のように各トランスの１次電流IU1〜IU4の検
出値及び負荷電流IUの検出値から演算によって求められ
る。
比較器C1により上記励磁電流検出値IOU1とその指令値▲
I* OU▼を比較し、偏差ε１＝▲I* OU▼−IOU1を制御補償
回路G1により増幅し、パルス幅変調制御によって、イン
バータINV-1を制御し、IOU1≒▲I* OU▼となるように制
御している。他のトランスの励磁電流IOU2〜IOU4も指令
値▲I* OU▼に一致するように制御される。この結果、第
２図の制御回路と同様に出力トランスの偏磁はなくな
り、素子破壊を防ぐことができる。
I* OU▼を比較し、偏差ε１＝▲I* OU▼−IOU1を制御補償
回路G1により増幅し、パルス幅変調制御によって、イン
バータINV-1を制御し、IOU1≒▲I* OU▼となるように制
御している。他のトランスの励磁電流IOU2〜IOU4も指令
値▲I* OU▼に一致するように制御される。この結果、第
２図の制御回路と同様に出力トランスの偏磁はなくな
り、素子破壊を防ぐことができる。
次に異なる点は、インバータの出力周波数０がある最
小周波数min（例えば、出力トランスが動作可能な最
小周波数としてmin＝1Hzに選ぶ）より低いとき多重PW
Mインバータから発生する基本波（出力周波数成分）電
圧が零になるようにしていることである。
小周波数min（例えば、出力トランスが動作可能な最
小周波数としてmin＝1Hzに選ぶ）より低いとき多重PW
Mインバータから発生する基本波（出力周波数成分）電
圧が零になるようにしていることである。
すなわち、比較器C6により、出力周波数０と、最小周
波数の設定値minを比較しシュミット回路により、ス
イッチ回路SW1，SW2の接点を切換えている。０＜
minのときSW1及びSW2は接点ａに接続される。故に、ト
ランスの励磁電流指令値▲I* OU▼は零になり、多重PWM
インバータから発生する基本電圧も零となる。０
minになると、スイッチSW1，SW2は接点ｂに切換えら
れ、負荷の逆起電力VCU及びインダクタンスによる電圧
降下ｊωLLIUを多重PWMインバータから発生するように
なる。一方、直結PWMインバータINV-5は、０＜min
のとき、負荷の逆起電力VCU，インダクタンスによる電
圧降下ｊωLLIU及び抵抗による電圧降下RL・IUの全てを
負担し、負荷電流IUを制御している。このようにして、
０＜minの領域では、出力トランスTR1〜TR4に無駄
な励磁電流を流さないようにしている。
波数の設定値minを比較しシュミット回路により、ス
イッチ回路SW1，SW2の接点を切換えている。０＜
minのときSW1及びSW2は接点ａに接続される。故に、ト
ランスの励磁電流指令値▲I* OU▼は零になり、多重PWM
インバータから発生する基本電圧も零となる。０
minになると、スイッチSW1，SW2は接点ｂに切換えら
れ、負荷の逆起電力VCU及びインダクタンスによる電圧
降下ｊωLLIUを多重PWMインバータから発生するように
なる。一方、直結PWMインバータINV-5は、０＜min
のとき、負荷の逆起電力VCU，インダクタンスによる電
圧降下ｊωLLIU及び抵抗による電圧降下RL・IUの全てを
負担し、負荷電流IUを制御している。このようにして、
０＜minの領域では、出力トランスTR1〜TR4に無駄
な励磁電流を流さないようにしている。
さらに、第７図の実施例では、直結インバータINV-5が
発生する高調波電圧を多重インバータINV-1〜INV-4によ
って打ち消すように補償制御している。すなわち、直結
インバータINV-5のPWM制御入力信号e5とPWM制御回路PWM
5の出力信号g5からインバータINV-5が発生する電圧V5の
脈動分ΔV5を予測演算し、その反転値−ΔV5を多重PWM
インバータINV-1〜INV-4から発生させるように制御して
いる。
発生する高調波電圧を多重インバータINV-1〜INV-4によ
って打ち消すように補償制御している。すなわち、直結
インバータINV-5のPWM制御入力信号e5とPWM制御回路PWM
5の出力信号g5からインバータINV-5が発生する電圧V5の
脈動分ΔV5を予測演算し、その反転値−ΔV5を多重PWM
インバータINV-1〜INV-4から発生させるように制御して
いる。
第６図の直結インバータのPWM制御動作説明図で説明し
たように、搬送波信号X5と制御入力信号e5を比較し、ゲ
ート信号g5を作っている。
たように、搬送波信号X5と制御入力信号e5を比較し、ゲ
ート信号g5を作っている。
e5X5のときg5＝＋１でS51：オン，S52：オフ e5＜X5 〃 g5＝−１でS51：オフ，S52：オン となり、出力電圧V5が決定される。この出力電圧V5は基
本波成分５と高調波成分ΔV5に分離される。すなわ
ち、ΔV5＝V5−５となる。これをPWM制御の入力信号e
5のレベルに置き換えると、次のようになる。
本波成分５と高調波成分ΔV5に分離される。すなわ
ち、ΔV5＝V5−５となる。これをPWM制御の入力信号e
5のレベルに置き換えると、次のようになる。
搬送波信号X1〜X5の波高値をEmaxとし、上記ゲート信号
g5を演算増幅器KHによつてEmax倍する。KHの出力g5・E
maxは出力電圧V5に比例した電圧となり、その値から
５に比例した入力信号e5を減算すると、 Δe5＝g5・Emax−e5∝ΔV5 ……（７） が得られる。加算器A7の出力は、（７）式の反転値とな
り、演算増幅器KN2によって（1/2n）倍して補償制御信
号▲H* OU▼を求める。
g5を演算増幅器KHによつてEmax倍する。KHの出力g5・E
maxは出力電圧V5に比例した電圧となり、その値から
５に比例した入力信号e5を減算すると、 Δe5＝g5・Emax−e5∝ΔV5 ……（７） が得られる。加算器A7の出力は、（７）式の反転値とな
り、演算増幅器KN2によって（1/2n）倍して補償制御信
号▲H* OU▼を求める。
▲H* OU▼＝−（g5・Emax−e5）／（2n） ……（８） ｎは多重インバータの直列台数で、ここではｎ＝４とな
る。加算器A5及び加算器A1〜A4を介して、上記補償信号
▲H* OU▼が、PWM1〜PWM4に入力される。以下、説明の便
宜上、他の信号を零として説明する。
る。加算器A5及び加算器A1〜A4を介して、上記補償信号
▲H* OU▼が、PWM1〜PWM4に入力される。以下、説明の便
宜上、他の信号を零として説明する。
第８図にe1＝e2＝e3＝e4＝▲H* OU▼とした場合の多重PW
Mインバータの動作説明図を示す。
Mインバータの動作説明図を示す。
X1〜X4及びY1〜Y4はPWM制御の搬送波信号でY1〜Y4は各
々X1〜X4の反転値となっている。又、X1，X2，X3，X4は
それぞれ電気角で45°ずつ位相がずれている。
々X1〜X4の反転値となっている。又、X1，X2，X3，X4は
それぞれ電気角で45°ずつ位相がずれている。
インバータINV-1の主回路構成は前述したように第３図
のようになっている。
のようになっている。
入力制御信号▲H* OU▼と搬送波（三角波）X1を比較し、
ゲート信号g1を作り、インバータIMV-1の素子S11とS12
を点弧制御する。すなわち、 ▲H* OU▼X1のときg1＝“1"でS11:on,S12:off ▲H* OU▼＜X1のときg1＝“0"でS11:off,S12:on となる。また▲H* OU▼とY1を比較し、ゲート信号g1′を
作り素子S13とS14を点呼制御する。すなわち、 ▲H* OU▼Y1のときg1′＝“1"でS13:off,S14:on ▲H* OU▼＜Y1 〃 g1′＝“1"でS13:on,S14:off となる。この結果、インバータINV-1の出力電圧V1は、S
11とS14がオンとき、V1＝＋Vd，S12とS13がオンのときV
1＝−Vd，他のモードではV1＝０となって第８図に示す
ような波形となる。
ゲート信号g1を作り、インバータIMV-1の素子S11とS12
を点弧制御する。すなわち、 ▲H* OU▼X1のときg1＝“1"でS11:on,S12:off ▲H* OU▼＜X1のときg1＝“0"でS11:off,S12:on となる。また▲H* OU▼とY1を比較し、ゲート信号g1′を
作り素子S13とS14を点呼制御する。すなわち、 ▲H* OU▼Y1のときg1′＝“1"でS13:off,S14:on ▲H* OU▼＜Y1 〃 g1′＝“1"でS13:on,S14:off となる。この結果、インバータINV-1の出力電圧V1は、S
11とS14がオンとき、V1＝＋Vd，S12とS13がオンのときV
1＝−Vd，他のモードではV1＝０となって第８図に示す
ような波形となる。
同様に、入力制御信号▲H* OU▼と三角波X2，Y2を比較
し、インバータINV-2のゲート信号g2，g2′を作り、▲H
* OU▼とX3，Y3を比較し、インバータINV-3のゲート信号
g3，g3′を作り、▲H* OU▼とX4，Y4を比較し、インバー
タPNV-4のゲート信号g4，g4′を作る。
し、インバータINV-2のゲート信号g2，g2′を作り、▲H
* OU▼とX3，Y3を比較し、インバータINV-3のゲート信号
g3，g3′を作り、▲H* OU▼とX4，Y4を比較し、インバー
タPNV-4のゲート信号g4，g4′を作る。
この結果、インバータINV-2〜INV-4の出力電圧V2〜V4は
図示のようになる。
図示のようになる。
インバータINV-1〜INV-4の出力電圧V1〜V4の和は、第８
図の最下段に示すような波形となり、入力信号▲H* OU▼
に比例した値となる。この和電圧V1＋V2＋V3＋V4＝−Δ
V5は直結インバータINV-5が発生する電圧V5の高調波成
分ΔV5を打ち消す電圧となる。
図の最下段に示すような波形となり、入力信号▲H* OU▼
に比例した値となる。この和電圧V1＋V2＋V3＋V4＝−Δ
V5は直結インバータINV-5が発生する電圧V5の高調波成
分ΔV5を打ち消す電圧となる。
すなわち、（８）式で表わされる補償制御信号▲H* OU▼
を、インバータINV-1〜INV-4のPWM制御入力信号e1＝e2
＝e3＝e4＝▲H* OU▼として与えた場合、各インバータの
出力電圧V1〜V4の平均値は、当該入力信号e1〜e4に比例
した値となり、それらの和電圧V1＋V2＋V3＋V4は、４・
▲H* OU▼に比例した値となる。
を、インバータINV-1〜INV-4のPWM制御入力信号e1＝e2
＝e3＝e4＝▲H* OU▼として与えた場合、各インバータの
出力電圧V1〜V4の平均値は、当該入力信号e1〜e4に比例
した値となり、それらの和電圧V1＋V2＋V3＋V4は、４・
▲H* OU▼に比例した値となる。
ｎ＝４として、（９）式に（７），（８）式を考慮する
と となる。
と となる。
このようにして、直結インバータINV-5が発生する高調
波電圧ΔV5を多重インバータINV-1〜INV-4によって打ち
消すように補償制御することができる。この結果、直結
インバータの搬送波周波数を低くすることが可能とな
り、スイッチング損失やスナバ回路損失を低減させるこ
とができる。
波電圧ΔV5を多重インバータINV-1〜INV-4によって打ち
消すように補償制御することができる。この結果、直結
インバータの搬送波周波数を低くすることが可能とな
り、スイッチング損失やスナバ回路損失を低減させるこ
とができる。
以上のように本発明の電力変換装置によれば、多重PWM
インバータの出力トランスの直流偏磁を防止することが
でき、過電流によってインバータを構成する素子を破壊
することもなくなる。同時に直結インバータによって負
荷電流が正確に制御され、波形歪みの少ない正弦波電流
を交流負荷に供給することが可能となる。
インバータの出力トランスの直流偏磁を防止することが
でき、過電流によってインバータを構成する素子を破壊
することもなくなる。同時に直結インバータによって負
荷電流が正確に制御され、波形歪みの少ない正弦波電流
を交流負荷に供給することが可能となる。
第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図、第２図は第１図の装置の制御回路構成図の実施
例、第３図，第５図は第１図の装置の部分回路図、第４
図，第６図は本発明装置の動作を説明するためのタイム
チャート図、第７図は本発明装置の制御回路の別の実施
例を示す構成図、第８図は第７図の動作説明図、第９図
は従来の電力変換装置の構成図、第10図は第９図の装置
を説明するための特性図である。 Vd……直流電圧源 INV-1〜INV-4……多重PWMインバータ INV-5……直結PWMインバータ TR1〜TR4……出力トランス LOAD……交流負荷 CT1〜CT5……電流検出器、A1〜A8……加算器 C1〜C6……比較器 G1〜G4，GL……電流制御補償回路 KN，KN1，KN2，KH……演算増幅器 PWM1〜PWM5……パルス幅変調制御回路 TRG,TRG1，TRG2……搬送波発生器 SH……シュミット回路 SW1，SW2……スイッチ回路
成図、第２図は第１図の装置の制御回路構成図の実施
例、第３図，第５図は第１図の装置の部分回路図、第４
図，第６図は本発明装置の動作を説明するためのタイム
チャート図、第７図は本発明装置の制御回路の別の実施
例を示す構成図、第８図は第７図の動作説明図、第９図
は従来の電力変換装置の構成図、第10図は第９図の装置
を説明するための特性図である。 Vd……直流電圧源 INV-1〜INV-4……多重PWMインバータ INV-5……直結PWMインバータ TR1〜TR4……出力トランス LOAD……交流負荷 CT1〜CT5……電流検出器、A1〜A8……加算器 C1〜C6……比較器 G1〜G4，GL……電流制御補償回路 KN，KN1，KN2，KH……演算増幅器 PWM1〜PWM5……パルス幅変調制御回路 TRG,TRG1，TRG2……搬送波発生器 SH……シュミット回路 SW1，SW2……スイッチ回路
Claims (5)
- 【請求項１】交流負荷対し、出力トランスを持つ多重パ
ルス幅変調制御インバータの出力電圧と、出力トランス
なしのパルス幅変調制御インバータの出力電圧の和の電
圧を供給する電力変換装置において、 前記交流負荷に供給する負荷電流の指令値を与える手段
と、 負荷電流検出値を得る負荷電流検出手段と、 前記負荷電流指令値と負荷電流検出値との偏差に応じて
前記出力トランスなしのパルス幅変調制御インバータの
出力電圧を制御するPWM制御手段と、 前記出力トランスの１次電流検出値を得る手段及び該出
力トランスの励磁電流指令値を与える手段と、 前記交流負荷の逆起電力と、前記交流負荷のインダクタ
ンスによる電圧降下分の和に相当する電圧指令値を与え
る手段と、 前記負荷流指令値と、前記励磁電流指令値から前記出力
トランスの１次電流指令値を求める手段と、 該１次電流指令値と、前記１次電流検出値との偏差に応
じた信号と、前記電圧指令値との和の信号によって前記
出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバータの
出力電圧を制御するPWM制御手段を具備したことを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項２】交流負荷対し、出力トランスを持つ多重パ
ルス幅変調制御インバータの出力電圧と、出力トランス
なしのパルス幅変調制御インバータの出力電圧の和の電
圧を供給する電力変換装置において、 前記交流負荷に供給する負荷電流の指令値を与える手段
と、 負荷電流検出値を得る負荷電流検出手段と、 前記負荷電流指令値と負荷電流検出値との偏差に応じて
前記出力トランスなしのパルス幅変調制御インバータの
出力電圧を制御するPWM制御手段と、 前記出力トランスの１次電流検出値と、負荷電流検出値
とから前記出力トランスの励磁電流を検出する手段と、 前記出力トランスの励磁電流指令値を与える手段と、 前記交流負荷の逆起電力と、前記交流負荷のインダクタ
ンスによる電圧降下分の和に相当する電圧指令値を与え
る手段と、 前記励磁電流指令値と、前記励磁電流検出値との偏差に
応じた信号と、前記電圧指令値との和の信号によって前
記出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバータ
の出力電圧を制御するPWM制御手段を具備したことを特
徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】前記出力トランスなしのパルス幅変調制御
インバータは、前記交流負荷の抵抗分による電圧降下に
相当する電圧を発生するように補償制御する手段を具備
したことを特徴とする請求項第１項あるいは第２項記載
の電力変換装置。 - 【請求項４】出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御
インバータは、該インバータの出力周波数がある最小周
波数以下では出力トランスの励磁電流が零になるように
制御する手段を具備したことを特徴とする請求項第１項
あるいは第２項記載の電力変換装置。 - 【請求項５】出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御
インバータは、該インバータの出力周波数がある最小周
波数以下では前記負荷の逆起電力補償及びインダクタン
スの電圧降下補償を零にする手段を具備したことを特徴
とする請求項第１項あるいは第２項記載の電力変換装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139139A JPH0783610B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
| US07/501,718 US5031088A (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Variable-voltage and variable-frequency power converter |
| EP90106148A EP0390184B1 (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Improvements in variable-voltage & variable-frequency power converter |
| DE9090106148T DE69001772T2 (de) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Frequenz- und spannungsveraenderliche leistungskonverter. |
| CA002013492A CA2013492C (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Variable-voltage and variable-frequency power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139139A JPH0783610B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037069A JPH037069A (ja) | 1991-01-14 |
| JPH0783610B2 true JPH0783610B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=15238456
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1139139A Expired - Fee Related JPH0783610B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783610B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5854745B2 (ja) * | 1978-02-20 | 1983-12-06 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ装置 |
-
1989
- 1989-06-02 JP JP1139139A patent/JPH0783610B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH037069A (ja) | 1991-01-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |