JPS5854872A - 電流形インバ−タの電流制御装置 - Google Patents
電流形インバ−タの電流制御装置Info
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- JPS5854872A JPS5854872A JP56151369A JP15136981A JPS5854872A JP S5854872 A JPS5854872 A JP S5854872A JP 56151369 A JP56151369 A JP 56151369A JP 15136981 A JP15136981 A JP 15136981A JP S5854872 A JPS5854872 A JP S5854872A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
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- H02M5/4505—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ） 技術分野の説明
本発明は電流形インバータの電流制御装［ｆこ係り、特
に交流電動機を負荷として出力電流の振幅をパターン制
ｍする場合の制御特性を数置した電流形インバータの電
流制御装置ζこ関する。
に交流電動機を負荷として出力電流の振幅をパターン制
ｍする場合の制御特性を数置した電流形インバータの電
流制御装置ζこ関する。
伽） 従来技術の説明
第１図は、電流形インバータで交流′１駆動を駆動する
場合の一般的回路構成を示すブロック図テアリ、ｌは３
相交流電諒、２はコンバータ、３はコンバータ２の直流
出力を平滑化するための直流リアクトル、４は直流電力
を所望の周波数番こｆ換するためのインバータ、５はイ
ンバータ４の出力ｔこより駆動される交流電動機である
。
場合の一般的回路構成を示すブロック図テアリ、ｌは３
相交流電諒、２はコンバータ、３はコンバータ２の直流
出力を平滑化するための直流リアクトル、４は直流電力
を所望の周波数番こｆ換するためのインバータ、５はイ
ンバータ４の出力ｔこより駆動される交流電動機である
。
６は例んば位相指令θ１に基づきインバータ４の出力電
流基本波位相θ１がその位相指令θτと等しくなるよう
にインバータ４のサイリスタの転流タイミングを決定す
る転流制御回路、７はコンバータ２カ）らインバータ４
１こ流れる直流電流ＩＯを検出する電流検出器である。
流基本波位相θ１がその位相指令θτと等しくなるよう
にインバータ４のサイリスタの転流タイミングを決定す
る転流制御回路、７はコンバータ２カ）らインバータ４
１こ流れる直流電流ＩＯを検出する電流検出器である。
８は電流開側１回路であり、′電流検出器７で検出さ
れた直流電流Ｉ。をその直流電流の指令Ｉ。と比較し、
両者が寺しくなるようにコンバータ２の出力画流電圧の
指令値ｅＱを出力する。 ９は゛域流制御回’＠Ｈの出
力ｅ。とコンバータ２の出力電圧平均値が比例するよう
にコンバータ２のサイリスタの点弧位相を制ａｌする電
圧制御回路である。
れた直流電流Ｉ。をその直流電流の指令Ｉ。と比較し、
両者が寺しくなるようにコンバータ２の出力画流電圧の
指令値ｅＱを出力する。 ９は゛域流制御回’＠Ｈの出
力ｅ。とコンバータ２の出力電圧平均値が比例するよう
にコンバータ２のサイリスタの点弧位相を制ａｌする電
圧制御回路である。
このように構成された電流形インバータの制御装置に２
いて、比較的高い周波数領域では正側、負側ともに１２
０°づつ通電する第２図のような波形の電流が交流′電
動＋ＩＡ５に供給される。この電流の周波数は位相指令
θγに応じて定まり、振幅の犬ささばその直流電流指令
■γｌこ追従するよう船こ制御される。
いて、比較的高い周波数領域では正側、負側ともに１２
０°づつ通電する第２図のような波形の電流が交流′電
動＋ＩＡ５に供給される。この電流の周波数は位相指令
θγに応じて定まり、振幅の犬ささばその直流電流指令
■γｌこ追従するよう船こ制御される。
比較的高岡Ｖ運転時には第２図のような波形の％流でも
交流′電動機５の発生するトルクリップルの周期が迫力
＼く、問題なく運転されるが、低い周仮数領域ではトル
クリップルの周期が長くなるため、第２図の電流波形で
電流電動ａ５を渭ら７１こ運転することができなくなる
。
交流′電動機５の発生するトルクリップルの周期が迫力
＼く、問題なく運転されるが、低い周仮数領域ではトル
クリップルの周期が長くなるため、第２図の電流波形で
電流電動ａ５を渭ら７１こ運転することができなくなる
。
そこで低周波時ζこは交流’４ｗＪｆ！Ａ５のトルクリ
ップルを減らす対策が要求され、その対策の１つとして
最近では電流を正弦波に近づけるためパルス幅変調（以
下ＰＷＭとする）制御されることが多く一゛っている。
ップルを減らす対策が要求され、その対策の１つとして
最近では電流を正弦波に近づけるためパルス幅変調（以
下ＰＷＭとする）制御されることが多く一゛っている。
コ（７） ＰＷＭ ｆｌ！ＩＪ （ｉｌｌ ＬＣ’ｌｉ
ｔ流波形に含まレル第５、第７次等のは次尚調彼成分を
訊らｊ−こと曇こよつＣ１交流電動磯の長い７Ｉ！ＵＩ
Ｍのトルクリップルを抑制して回転むしを生じないよつ
にする４ （ｆ） ’Ｃ’あり、第３図（こＰＷＭ制御
された′１流の一相分の波形例を示す。
ｔ流波形に含まレル第５、第７次等のは次尚調彼成分を
訊らｊ−こと曇こよつＣ１交流電動磯の長い７Ｉ！ＵＩ
Ｍのトルクリップルを抑制して回転むしを生じないよつ
にする４ （ｆ） ’Ｃ’あり、第３図（こＰＷＭ制御
された′１流の一相分の波形例を示す。
第３図のＰＷＭ ？１ｉｌ（御された′電流波形は第２
図の電流波形番こ比へて正５ｉ波番こ近くなるので低周
波のトルクリップル′４ｒ：抑制し、交流電機５の運転
特性を向上させる。
図の電流波形番こ比へて正５ｉ波番こ近くなるので低周
波のトルクリップル′４ｒ：抑制し、交流電機５の運転
特性を向上させる。
しかし、このようＱこＰＷＭ制御された電流波形はいく
りパルス数を多くしＣも、その平均値は第３図の点線で
示されるように台形波状になるたけで正弦波にはｔらな
い。このために、や（まり渭らかに交流電動機５を運転
で言る世周波饋域に限界を生じる。
りパルス数を多くしＣも、その平均値は第３図の点線で
示されるように台形波状になるたけで正弦波にはｔらな
い。このために、や（まり渭らかに交流電動機５を運転
で言る世周波饋域に限界を生じる。
Ｃのような問題点のＭ大木として、前述のＰＷＭ ｆｆ
１ｌＪ御に加入て振幅変調を実力することが提案された
。第４図番ここの′ｗＬ流阪形例を示ｆ０このときの各
相瞬時値の平均値は第４図に点線で示すよう瘉こ正弦波
になるため、交流′−電動機を渭らかに運転できる低周
波の限界はなくなる。
１ｌＪ御に加入て振幅変調を実力することが提案された
。第４図番ここの′ｗＬ流阪形例を示ｆ０このときの各
相瞬時値の平均値は第４図に点線で示すよう瘉こ正弦波
になるため、交流′−電動機を渭らかに運転できる低周
波の限界はなくなる。
第４凶のよつｌま波形の出力電流を実現′ｆるための、
１ンバータ４の転流制御回路６の動作は第３凶の波形の
′１ｉｉｉＬ流を実現する場合と同じであり、第１図の
蝋流制御回１Ｎｒ８に対する直流電流指令１才を位相Ｉ
ｉ令θ↑に応じて３相全波整流波形状に変調しＣやるこ
とで達成される。
１ンバータ４の転流制御回路６の動作は第３凶の波形の
′１ｉｉｉＬ流を実現する場合と同じであり、第１図の
蝋流制御回１Ｎｒ８に対する直流電流指令１才を位相Ｉ
ｉ令θ↑に応じて３相全波整流波形状に変調しＣやるこ
とで達成される。
この構成例を第５図ζこボす。第５凶１こおいＣ１１〜
９は第１凶の同一符号をＭ′１−るものと同一であり、
第１図の構成に関数発生器１０および乗鼻器１１が退力
目されている。関数発生器１０には第６図のよつに３＠
全波螢流波形状の関数が設足され、入力信号の位相指令
θ１１こ応じて振ｍ変調係欽ＫＩを出力する。ごの振１
崩変調恍叙に、 は末真器１１で１ンバータ４の出力
電流の基本鼓伝幅指令１１と末其され、末′Ｘ器１１の
出力として第６図の関数で変調された直流電流指令１ｏ
が得られる。この１ＩｉＬ流′に流指合Ｉｏｆこ基づ
き第１図と同様に電流制御がｆＴなわれるので、帛４図
（こ示した波形の出力１４流が得しれる。
９は第１凶の同一符号をＭ′１−るものと同一であり、
第１図の構成に関数発生器１０および乗鼻器１１が退力
目されている。関数発生器１０には第６図のよつに３＠
全波螢流波形状の関数が設足され、入力信号の位相指令
θ１１こ応じて振ｍ変調係欽ＫＩを出力する。ごの振１
崩変調恍叙に、 は末真器１１で１ンバータ４の出力
電流の基本鼓伝幅指令１１と末其され、末′Ｘ器１１の
出力として第６図の関数で変調された直流電流指令１ｏ
が得られる。この１ＩｉＬ流′に流指合Ｉｏｆこ基づ
き第１図と同様に電流制御がｆＴなわれるので、帛４図
（こ示した波形の出力１４流が得しれる。
以上のようをこ第５図の構成によ゛〕Ｃ１第４図のよつ
にｆ調された一流をインバータ４カ）ら交流電動機５ζ
こ供給すること（こよつ′Ｃ１父流電励機５は極低周波
領域でも滑らかに運転される。
にｆ調された一流をインバータ４カ）ら交流電動機５ζ
こ供給すること（こよつ′Ｃ１父流電励機５は極低周波
領域でも滑らかに運転される。
し力）しながら、第５図の構成で極低周波領域での交流
電動機５の運転特性を数置することはできるものの、電
流制御の応答性から第４図の波形で交流電動機５を運転
できる周波数領域は逆Ｏこ極低周改域のみ（こ限られる
という欠点があった。第７区はこのことを説明するため
の波形例を示すもので、（ａ）は直流電流指令Ｉｏ 、
（ｂ）は直流′一流Ｉｏ、（ｃ）はインバータ４の一相
の出力電流成形である。第７図は直流電流指令工。の変
化Ｑこ対して、電流側何回ｆ＆８の遅れのために直流電
流Ｉｏが追従し得す（ｂ）のように遅れることｌこより
、インバータ４の出力電流波形が（Ｃ）のよつ暑こ企ん
だものとなることを示している。この電流制御回路８の
遅れの影響は周波数が高くなるほど大きくなることは明
らかである。
電動機５の運転特性を数置することはできるものの、電
流制御の応答性から第４図の波形で交流電動機５を運転
できる周波数領域は逆Ｏこ極低周改域のみ（こ限られる
という欠点があった。第７区はこのことを説明するため
の波形例を示すもので、（ａ）は直流電流指令Ｉｏ 、
（ｂ）は直流′一流Ｉｏ、（ｃ）はインバータ４の一相
の出力電流成形である。第７図は直流電流指令工。の変
化Ｑこ対して、電流側何回ｆ＆８の遅れのために直流電
流Ｉｏが追従し得す（ｂ）のように遅れることｌこより
、インバータ４の出力電流波形が（Ｃ）のよつ暑こ企ん
だものとなることを示している。この電流制御回路８の
遅れの影響は周波数が高くなるほど大きくなることは明
らかである。
このような影響は電流制御回路８の応答を速くすること
ｌこよって低減することはできるが、電流形インバータ
の％徴として直流電流回路に大きなインダクタンスを有
する直流リアクトル３を持っていること、コンバータ２
の出力′電圧の制御はサイリスタのスイッチング着こよ
り行なわれるので離散的であり電流制御系内にむだ時間
が存在することのために、電流制御回Ｗ５８の応答を余
り尚くすると不安定現象を起こ丁。従って、電流制御回
路８の応答を速くすることには限度があり、第４図のよ
うな電流波形を得られるのは極低周波運転領域のみに限
られる欠点がある。
ｌこよって低減することはできるが、電流形インバータ
の％徴として直流電流回路に大きなインダクタンスを有
する直流リアクトル３を持っていること、コンバータ２
の出力′電圧の制御はサイリスタのスイッチング着こよ
り行なわれるので離散的であり電流制御系内にむだ時間
が存在することのために、電流制御回Ｗ５８の応答を余
り尚くすると不安定現象を起こ丁。従って、電流制御回
路８の応答を速くすることには限度があり、第４図のよ
うな電流波形を得られるのは極低周波運転領域のみに限
られる欠点がある。
（Ｃ） 発明の目的
本発明は上述のような従来装置の欠点ｉこ趙みなされた
ものであり、電流形インバータの直流電流をパターン曇
こ従って制御する場合をこ、広範囲の周波数に対し、直
流電流の実際値がその指令ｆ［に良く追従する様に補償
回路を設はトルクリップルの少ない交流１１１！Ｉ機駆
動に好適な電流形インバータの電流制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
ものであり、電流形インバータの直流電流をパターン曇
こ従って制御する場合をこ、広範囲の周波数に対し、直
流電流の実際値がその指令ｆ［に良く追従する様に補償
回路を設はトルクリップルの少ない交流１１１！Ｉ機駆
動に好適な電流形インバータの電流制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
（ｄ） 発明の構成・作用
第８図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、第５図と同一符号な有するものは同−機能を有する
ものである力１６説明を省略する。第８図（こおいて、
１２はコンバータ２の出力電圧の指令値を演算する補償
回路であり微分賛素等で構成される。１３は加算器であ
る。
り、第５図と同一符号な有するものは同−機能を有する
ものである力１６説明を省略する。第８図（こおいて、
１２はコンバータ２の出力電圧の指令値を演算する補償
回路であり微分賛素等で構成される。１３は加算器であ
る。
電圧演算回路１２へは直流電流指令ＩＦを再入、ＩＦの
微分像に比例した信号ｅｌを出力する。補償回路１２の
出力ｅｌは電流制御回路８の出力偏力ｅ２と加算器１３
で加算し、コンバータ２の出力電圧の指令信号ｅＪとし
て電圧制御回路９へ与えられる。′Ｔなわち、電流制御
回路８の伝達特性をＧｏとし、補償口Ｗ５１２４こおけ
る比例定数をＬ＊と丁れば、電圧制御回ｗ＆９の入力ｅ
許は次式で表わされる信号である。
微分像に比例した信号ｅｌを出力する。補償回路１２の
出力ｅｌは電流制御回路８の出力偏力ｅ２と加算器１３
で加算し、コンバータ２の出力電圧の指令信号ｅＪとし
て電圧制御回路９へ与えられる。′Ｔなわち、電流制御
回路８の伝達特性をＧｏとし、補償口Ｗ５１２４こおけ
る比例定数をＬ＊と丁れば、電圧制御回ｗ＆９の入力ｅ
許は次式で表わされる信号である。
＊ｄ
ｅＱ −Ｇｃ・（Ｉｏ Ｉｏ）十Ｌ −■７ ＝
＝＝−（υｌ サイリスタのスイッチング時間による遅れを無視丁れば
、コンバータ２の出力電圧は（１）式のｅ♂（こ比例し
て追従するよう擾こ電圧制御回路９によって制御される
。Ｔなわち、（１）式で与えられるｅ許に比例した電圧
がコンバータ２の出力として得られる。このようなコン
バータ２の出力電圧の意味はコンバータ２の出力゛延圧
と直流′亀流Ｉ（＋ との関係を考察することをこよ
り明ら力Δにされる。
＝＝−（υｌ サイリスタのスイッチング時間による遅れを無視丁れば
、コンバータ２の出力電圧は（１）式のｅ♂（こ比例し
て追従するよう擾こ電圧制御回路９によって制御される
。Ｔなわち、（１）式で与えられるｅ許に比例した電圧
がコンバータ２の出力として得られる。このようなコン
バータ２の出力電圧の意味はコンバータ２の出力゛延圧
と直流′亀流Ｉ（＋ との関係を考察することをこよ
り明ら力Δにされる。
コンバータ２の出力′紙圧をｅ。、直流電流回路部のイ
ンダクタンスなＬ、抵抗なＲとし、ラプラス演算子ｙｉ
／ｓと丁れば直流電流ＩＯは（２）式で表わされる。
ンダクタンスなＬ、抵抗なＲとし、ラプラス演算子ｙｉ
／ｓと丁れば直流電流ＩＯは（２）式で表わされる。
工◎”” Ｒ＋ＬＳ ”’ ・・・・・・・・・
（２）ただし、ＬおよびＲ（こは直流リアクトルのイン
ダクタンスおよび抵抗に加入て交流’に’！ｔＪＪ機の
も肚インダクタンスおよび抵抗も等価ｆ換されて含まれ
る。また、厳密には（２）式には交流電動機５の逆起電
圧を含めるべきであるが、後述のように本実施例ζこお
いては余り重畳でないので無視している。
（２）ただし、ＬおよびＲ（こは直流リアクトルのイン
ダクタンスおよび抵抗に加入て交流’に’！ｔＪＪ機の
も肚インダクタンスおよび抵抗も等価ｆ換されて含まれ
る。また、厳密には（２）式には交流電動機５の逆起電
圧を含めるべきであるが、後述のように本実施例ζこお
いては余り重畳でないので無視している。
（２＋式から、任意の直流電流■ｏを得るためζこ必擬
１ヨコンバータ２の出力′電圧ｅｏの大きさは次の（３
）式で移入られる。
１ヨコンバータ２の出力′電圧ｅｏの大きさは次の（３
）式で移入られる。
ｅｏ＝几・ＩＯ＋ＬＳＩ。 ・・・・・・・・・
（３１ここで、第８図に示した本発明の実ゐ例で得しれ
る出力電圧指令げを表わ丁（１〕式に■−の微分項を含
んでいることの意味が明らかにされる。Ｔなわち、本発
明では直流′也流埴■ｏが その直流電流Ｉｏｌこ追従
するため（こ必袂な（３）式で表わさするコンバータ２
の出力′電比ｅＱのうら、インダクタンスに印加される
電圧分ＬＳＩ、を補償口ｗ！ｒ１２で予め演算して出力
電圧指令ｅｔの一部ｅ１とし、ｅＱの残りの抵抗降下分
ＲＩｏｉ６よび灸 先をこ無視した熱流′区動機５の逆起′紙圧分は電流制
御回路８の出力信号ｅ２として得ようとするものである
。従って（１）式のＬ＊は直流電流回路部のインダクタ
ンス１１１ Ｌとして補償回路１２に設定する。この補
償回路１２（こ設定したＬ半は直流電流回路部のインダ
クタンス値Ｌｌこ合っているほど好ましいが、電流制御
回Ｎｒ８の動作により、Ｌ−ＦとＬの誤差は修止される
ので厳密に合っている必要はない。
（３１ここで、第８図に示した本発明の実ゐ例で得しれ
る出力電圧指令げを表わ丁（１〕式に■−の微分項を含
んでいることの意味が明らかにされる。Ｔなわち、本発
明では直流′也流埴■ｏが その直流電流Ｉｏｌこ追従
するため（こ必袂な（３）式で表わさするコンバータ２
の出力′電比ｅＱのうら、インダクタンスに印加される
電圧分ＬＳＩ、を補償口ｗ！ｒ１２で予め演算して出力
電圧指令ｅｔの一部ｅ１とし、ｅＱの残りの抵抗降下分
ＲＩｏｉ６よび灸 先をこ無視した熱流′区動機５の逆起′紙圧分は電流制
御回路８の出力信号ｅ２として得ようとするものである
。従って（１）式のＬ＊は直流電流回路部のインダクタ
ンス１１１ Ｌとして補償回路１２に設定する。この補
償回路１２（こ設定したＬ半は直流電流回路部のインダ
クタンス値Ｌｌこ合っているほど好ましいが、電流制御
回Ｎｒ８の動作により、Ｌ−ＦとＬの誤差は修止される
ので厳密に合っている必要はない。
以上のように本発明ではコンバータ２の出刃電圧ｅ（１
のうち変化率の大きいインダクタンス分の電圧を予め直
流電流指令びから演算して出刃電圧指令ｅ。の一部ｅ１
としＣいるので、電流制御回路８の応答を余り速くする
ことなく直流電流Ｉｏを直流電流指令ニーに追従させる
ことができる。従って、第４図のような理想的な電流を
インバータ４から交流電動機５Ｉこ供給することがより
高い周波数領域まで回層となり、広い周波数領域で交流
電動機５を運転することが町「ヒとなる。
のうち変化率の大きいインダクタンス分の電圧を予め直
流電流指令びから演算して出刃電圧指令ｅ。の一部ｅ１
としＣいるので、電流制御回路８の応答を余り速くする
ことなく直流電流Ｉｏを直流電流指令ニーに追従させる
ことができる。従って、第４図のような理想的な電流を
インバータ４から交流電動機５Ｉこ供給することがより
高い周波数領域まで回層となり、広い周波数領域で交流
電動機５を運転することが町「ヒとなる。
以上、本発明の一実施例として直流電流指令■ｔの微分
値を出刃電圧指令、ｅｔの一部として用いる場合を示し
たが、このようにぴの微分１［を使用することは適用上
、注意する必要がある。
値を出刃電圧指令、ｅｔの一部として用いる場合を示し
たが、このようにぴの微分１［を使用することは適用上
、注意する必要がある。
例えば、第８図の構成は制御回路の一部であることが多
く、＃を流の基本波振幅指令■Ｉ＊は速度制御等の結果
として与えられる場合が多い。このような場合には、速
度検出装置の取付は等に起因した、本米不賛な振動成分
が■舊に含まれていることが少ナクナい。このような振
動成分は直流電流指令■ｔ１こも伝：Ｉ！！され、■♂
の微分値をａの一部として用いると不要な振動成分が増
幅されてｅ。ｌこ加えられ、電流側（Ｉｌｌ糸に外乱と
して働らくことがある。
く、＃を流の基本波振幅指令■Ｉ＊は速度制御等の結果
として与えられる場合が多い。このような場合には、速
度検出装置の取付は等に起因した、本米不賛な振動成分
が■舊に含まれていることが少ナクナい。このような振
動成分は直流電流指令■ｔ１こも伝：Ｉ！！され、■♂
の微分値をａの一部として用いると不要な振動成分が増
幅されてｅ。ｌこ加えられ、電流側（Ｉｌｌ糸に外乱と
して働らくことがある。
このような好ましくない現＃！は補償回路１２の構成を
ｆんることで避けることができる。第９図は補償回路１
２の他の構成例をボデブロック図であり、１２１は比例
定数Ｌ を肩する微分回路、１２２は乗算器である。
ｆんることで避けることができる。第９図は補償回路１
２の他の構成例をボデブロック図であり、１２１は比例
定数Ｌ を肩する微分回路、１２２は乗算器である。
入力信号としては第８図のｌｆ流電流指令■ｆの代わり
擾こ基本波振幅指令ＩＦと関数発生器１０の出力である
振幅変調係数ＫＩとが用いられる。
擾こ基本波振幅指令ＩＦと関数発生器１０の出力である
振幅変調係数ＫＩとが用いられる。
振幅ｆｖＭ係数に、は微分回路１２１ ＃こ与んられ、
微分回路１２１の出力と基本波振幅１ｋｊ’＃ｌｉ”
とが乗算器１２２で乗算され、乗算結果はＮ＋慣回路１
２の出力として加算器１３ζこ与えられる。この補償回
路１２の出力ｅ１は次式の関係で与えられる１！号であ
る。
微分回路１２１の出力と基本波振幅１ｋｊ’＃ｌｉ”
とが乗算器１２２で乗算され、乗算結果はＮ＋慣回路１
２の出力として加算器１３ζこ与えられる。この補償回
路１２の出力ｅ１は次式の関係で与えられる１！号であ
る。
ｅ １＝＝ Ｌ Ｉ 、ＳＫＩ・−・−・（４Ｊこれ
に対し、第８図の実施例１こおける補償回路１２の出力
ｅ１は基本波振幅指令■ｆと珈幅変調係数に、との積の
微分に比例した信号であり、次式で表わされる。
に対し、第８図の実施例１こおける補償回路１２の出力
ｅ１は基本波振幅指令■ｆと珈幅変調係数に、との積の
微分に比例した信号であり、次式で表わされる。
ｅ、＝Ｌ＊ｓｘ′ｆ＝Ｌ＊５（ＫＩｘｆ ）＝Ｌ＊ ｘ
ｆ ＳＫＩ＋Ｌ＊ Ｋ１５Ｉｆ ・・・・・・・・
・ （５）すなわち、（４）式で表わされる第９図の実
Ｍ例で得られるｅｌは、（５１式で表わされるインダク
タンス分の電圧のうち振ｍの変化半分を無視したもので
ある。第９図の実施例ではパターン化された直流電流の
変化分の電圧だけを〆算し、過渡的な振幅変化分は電流
制御回路８に分担させるものである。このよっ（こする
ことによって、基゛ 本波電流振幅指令工ｔをこ含す
れる不要な振動分を増幅して電流制御系ｌこ外乱として
再入ることを避けることができる。
ｆ ＳＫＩ＋Ｌ＊ Ｋ１５Ｉｆ ・・・・・・・・
・ （５）すなわち、（４）式で表わされる第９図の実
Ｍ例で得られるｅｌは、（５１式で表わされるインダク
タンス分の電圧のうち振ｍの変化半分を無視したもので
ある。第９図の実施例ではパターン化された直流電流の
変化分の電圧だけを〆算し、過渡的な振幅変化分は電流
制御回路８に分担させるものである。このよっ（こする
ことによって、基゛ 本波電流振幅指令工ｔをこ含す
れる不要な振動分を増幅して電流制御系ｌこ外乱として
再入ることを避けることができる。
第９図の実施例と同様の効果を有する補償回路１２の他
の実施例を第１０１曇こ示す。第１０図におイテ、１２
３は関数発生器、１２４はフィルタ要素を、持つ微分回
路、１２５．１２６は乗算器、１２７は比例定数■、＊
を持つ比例回路である。
の実施例を第１０１曇こ示す。第１０図におイテ、１２
３は関数発生器、１２４はフィルタ要素を、持つ微分回
路、１２５．１２６は乗算器、１２７は比例定数■、＊
を持つ比例回路である。
この実施例では入力信号として基本波＃Ｒ嘱指令工↑お
よび位相指令θｆが用いられ、位相指令θＩ＊は関数発
生器１２３ｉ６よび微分間＠１２４／こ与んられる。関
数発生器１２３と微分間％ １２４の両出力４Ｎ号は乗
′ｘ器１２５で乗算され、その乗算結果はもう一つの乗
算器１２６で基本波振幅指令Ｉｒと更番こ乗算される。
よび位相指令θｆが用いられ、位相指令θＩ＊は関数発
生器１２３ｉ６よび微分間＠１２４／こ与んられる。関
数発生器１２３と微分間％ １２４の両出力４Ｎ号は乗
′ｘ器１２５で乗算され、その乗算結果はもう一つの乗
算器１２６で基本波振幅指令Ｉｒと更番こ乗算される。
ｆ算器１２６の出力は比例回路１２７を介してＬ倍され
、補償回路１２の出力ｅ１として加算器１３番こ与えら
れる。関数発生器１２３、微分回路１２４、乗算器１２
５１こよって（４）式ｌこおける振幅変調係数Ｋｒの微
分値を演算している。
、補償回路１２の出力ｅ１として加算器１３番こ与えら
れる。関数発生器１２３、微分回路１２４、乗算器１２
５１こよって（４）式ｌこおける振幅変調係数Ｋｒの微
分値を演算している。
振幅変調係数ＫＩの位相指令ｄ ｐ に対する関数関係
は第６図で示したが、この関数を式で表わせは次のよう
擾こなる。
は第６図で示したが、この関数を式で表わせは次のよう
擾こなる。
Ｋ １ ＝ ｓｉｎ （０戸＋６０） 、 Ｏ°Ｓθ＋
”＞ ６００−− （６１（６）式の関係はｏｒの６０
０毎４こくり返される。（６）武力１らＫＩの微分値Ｓ
ＫＩは次のように表わされる。
”＞ ６００−− （６１（６）式の関係はｏｒの６０
０毎４こくり返される。（６）武力１らＫＩの微分値Ｓ
ＫＩは次のように表わされる。
８に、 ＝ （Ｓθ声）・０（θ、 ＋６０ ） 。
０°≦θ７≦６０° ・甲・曲 （７）丁なわち、
第１０図の関数発生器１２３は（７）式（こおける（２
）（θ、＋６０’）を出力するものであり、その設定さ
れる関数関係を第１１図１こ示す。微分回路１２４はθ
１に含まれるノイズ等を除去するためのフィルタ嶽素を
も持たせているが、目的は（７）式ｌこおけるＳθ、を
得ることになる。この微分回路１２４におけるフィルタ
要素を無視丁れは乗算器１２５の出力として得られるの
が（７）式で表わされる振＠変調係数の微分ＳＫＩであ
ることが分かる。従って、この振幅ｆ調係数の微分８に
、と基本波振幅指令■ｆとが乗算器１２６で乗算され、
更に比例回［１２７でＬ本倍された信号は（４）式で表
わされるｅｌと等しいことが分７１）る。微分回路１２
４におけるフィルタ要素は位相指令の微分８θ１すなわ
ち角周鼓数指令の過渡的変化を遅らせるが、前述のよう
に桶慣回ＩＲｔ１２の出力ｅ□は厳密に回路インダクタ
ンス分の磁圧である必要はないから、第１０図の実施例
によっても本発明の目的は達成され、史に外乱の影４１
！を受けＯこくいよつに構成している。
第１０図の関数発生器１２３は（７）式（こおける（２
）（θ、＋６０’）を出力するものであり、その設定さ
れる関数関係を第１１図１こ示す。微分回路１２４はθ
１に含まれるノイズ等を除去するためのフィルタ嶽素を
も持たせているが、目的は（７）式ｌこおけるＳθ、を
得ることになる。この微分回路１２４におけるフィルタ
要素を無視丁れは乗算器１２５の出力として得られるの
が（７）式で表わされる振＠変調係数の微分ＳＫＩであ
ることが分かる。従って、この振幅ｆ調係数の微分８に
、と基本波振幅指令■ｆとが乗算器１２６で乗算され、
更に比例回［１２７でＬ本倍された信号は（４）式で表
わされるｅｌと等しいことが分７１）る。微分回路１２
４におけるフィルタ要素は位相指令の微分８θ１すなわ
ち角周鼓数指令の過渡的変化を遅らせるが、前述のよう
に桶慣回ＩＲｔ１２の出力ｅ□は厳密に回路インダクタ
ンス分の磁圧である必要はないから、第１０図の実施例
によっても本発明の目的は達成され、史に外乱の影４１
！を受けＯこくいよつに構成している。
以上、直線電流１．を全波整流波形状にパターン制御す
る場合の本発明の実施例を示したが、本発明は他のパタ
ーンで制御−ｆる場合（こも適用し傅るＣとは明ら乃）
である。また、電流形インバータの直流’ｒｔ流をチョ
ッパで制御するものもあるが、この場合をこも本発明は
構成を変んることなく適用することができる。
る場合の本発明の実施例を示したが、本発明は他のパタ
ーンで制御−ｆる場合（こも適用し傅るＣとは明ら乃）
である。また、電流形インバータの直流’ｒｔ流をチョ
ッパで制御するものもあるが、この場合をこも本発明は
構成を変んることなく適用することができる。
＜ｅ） 発明の効果
以上η発明したよう（こ不発明番こよれは、電流形イン
バータの出力電流を広範囲の周波数領域で指令埴に艮く
追従させることかでさ、所望の成形の電流を電流底励機
ζこ供給することができるので、トルクリップルの少な
い制御性舵の浚れる。
バータの出力電流を広範囲の周波数領域で指令埴に艮く
追従させることかでさ、所望の成形の電流を電流底励機
ζこ供給することができるので、トルクリップルの少な
い制御性舵の浚れる。
第１図は電流形インバータの主回路と電流制御系の回路
構成を示すブロック図、第２図は電流形インバータの出
力電流波形例、第３図はパルス幅変調制御したときの電
流形インバータの出力電流波形例、第４図は竜流振ｐ＠
をパターン制御する一例を示す電流形インバータの出力
電流波形例、第５図は第４図の電流波形を得るための電
流側（Ｉｌｌ系の構成を示すブロック図、第６図は第５
図の関数発生器に設定される関数な示すグラフ、第７図
は第５図の制御系で電流振幅が指令ｌこ追従し得ないと
きの波形例、第８図は本発明の一実施例の回路ロック図
、第１１図は第１０図における関数発生器に設定される
関数な示すグラフである。 １・・・３相交流電源、 ２・・・コンバータ３・・・
直流υアクドル、４・・・インバータ、５・・・交流電
動機、 ６・・・転流制御回路、７・・・電流検出器
、 ８用電流制御回路、９・・・電圧制御回路、１ｏ・
・・関数発生器、１１・・・乗算器、 １２・・・
補償回路、１３・・・加算器、 １２１・・・微分
回路、１２２・・・乗算器、 １２３・・・関数発
生器、１２４・・・微分回路、 １２５，１２６・・
・乗算器、１２７・・・比例回路。
構成を示すブロック図、第２図は電流形インバータの出
力電流波形例、第３図はパルス幅変調制御したときの電
流形インバータの出力電流波形例、第４図は竜流振ｐ＠
をパターン制御する一例を示す電流形インバータの出力
電流波形例、第５図は第４図の電流波形を得るための電
流側（Ｉｌｌ系の構成を示すブロック図、第６図は第５
図の関数発生器に設定される関数な示すグラフ、第７図
は第５図の制御系で電流振幅が指令ｌこ追従し得ないと
きの波形例、第８図は本発明の一実施例の回路ロック図
、第１１図は第１０図における関数発生器に設定される
関数な示すグラフである。 １・・・３相交流電源、 ２・・・コンバータ３・・・
直流υアクドル、４・・・インバータ、５・・・交流電
動機、 ６・・・転流制御回路、７・・・電流検出器
、 ８用電流制御回路、９・・・電圧制御回路、１ｏ・
・・関数発生器、１１・・・乗算器、 １２・・・
補償回路、１３・・・加算器、 １２１・・・微分
回路、１２２・・・乗算器、 １２３・・・関数発
生器、１２４・・・微分回路、 １２５，１２６・・
・乗算器、１２７・・・比例回路。
Claims (1)
- 電流形インバーターこ直流電力を供給する可変電圧の直
流電源と、その直流電源の出力電圧を電圧指令信号に比
例するよう曇こ制御する電圧制御回路と、前記は流′に
源の出力電流を検出し電流指令値との誤差分番こより、
前記電圧制御ＩＰ！ＪｊＩ！！ｒへ電圧指令信号を与ん
る電流制御回路とを有する電流形インバータの電流制御
装置ｌこおいて、前記電流指令値の微分値に比例した信
号な演算する補償回路を有し、前記補償回路の出力を前
記−流側＃回路の出力信号に重畳することを特徴とする
電流形インバータの電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56151369A JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56151369A JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5854872A true JPS5854872A (ja) | 1983-03-31 |
| JPH0548072B2 JPH0548072B2 (ja) | 1993-07-20 |
Family
ID=15517039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56151369A Granted JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854872A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20120104986A1 (en) * | 2010-11-03 | 2012-05-03 | Ahn Jin-Woo | Torque control method for high-speed switched reluctance motor |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5339430A (en) * | 1976-09-22 | 1978-04-11 | Toshiba Corp | Controller for current-type inverter |
| JPS5456126A (en) * | 1977-10-13 | 1979-05-04 | Toshiba Corp | Controller for ac motor |
-
1981
- 1981-09-26 JP JP56151369A patent/JPS5854872A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5339430A (en) * | 1976-09-22 | 1978-04-11 | Toshiba Corp | Controller for current-type inverter |
| JPS5456126A (en) * | 1977-10-13 | 1979-05-04 | Toshiba Corp | Controller for ac motor |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20120104986A1 (en) * | 2010-11-03 | 2012-05-03 | Ahn Jin-Woo | Torque control method for high-speed switched reluctance motor |
| US8441223B2 (en) * | 2010-11-03 | 2013-05-14 | Kyungsung University Office Of Industry-Academy Cooperation | Torque control method for high-speed switched reluctance motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0548072B2 (ja) | 1993-07-20 |
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