JPH0548072B2 - - Google Patents
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- JPH0548072B2 JPH0548072B2 JP56151369A JP15136981A JPH0548072B2 JP H0548072 B2 JPH0548072 B2 JP H0548072B2 JP 56151369 A JP56151369 A JP 56151369A JP 15136981 A JP15136981 A JP 15136981A JP H0548072 B2 JPH0548072 B2 JP H0548072B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
- H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
- H02M5/443—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 技術分野の説明
本発明は電流形インバータに係り、特に交流電
動機を負荷として出力電流の振幅をパターン制御
する場合の制御特性を改善した電流形インバータ
の制御装置に関する。
動機を負荷として出力電流の振幅をパターン制御
する場合の制御特性を改善した電流形インバータ
の制御装置に関する。
(b) 従来技術の説明
第１図は、電流形インバータで交流電動機を駆
動する場合の一般的な電流制御系を主体とした回
路構成を示すブロツク図である。同図において１
は３相交流電源、２はコンバータ、３はコンバー
タ２の直流出力電流I0を平滑化するためのリアク
トル、４は直流電流I0を所望の周波数の交流電流
IU，IV，IWに逆変換するためのインバータ、５は
インバータ４の出力により駆動される交流電動機
である。
動する場合の一般的な電流制御系を主体とした回
路構成を示すブロツク図である。同図において１
は３相交流電源、２はコンバータ、３はコンバー
タ２の直流出力電流I0を平滑化するためのリアク
トル、４は直流電流I0を所望の周波数の交流電流
IU，IV，IWに逆変換するためのインバータ、５は
インバータ４の出力により駆動される交流電動機
である。
６は転流制御回路で他から与えられる位相指令
θ1 *に基づきインバータ４の転流タイミングを決
定し、交流電流IUの基本波位相θ1がその位相指令
θ1 *と等しくなるように制御する。（第２図参照） ７はコンバータ２からインバータ４に流れる直
流電流I0を検出する電流検出器である。８は電流
制御回路であり、電流検出器７で検出された直流
電流I0を他から与えられる直流電流指令I0 *と比
較し、両者が等しくなるように電圧指令値e0 *を
出力する。９は電圧制御回路であり、上記指令値
e0 *に応じてコンバータ２の出力電圧平均値がe0 *
に比例するように点弧位相を制御する。
θ1 *に基づきインバータ４の転流タイミングを決
定し、交流電流IUの基本波位相θ1がその位相指令
θ1 *と等しくなるように制御する。（第２図参照） ７はコンバータ２からインバータ４に流れる直
流電流I0を検出する電流検出器である。８は電流
制御回路であり、電流検出器７で検出された直流
電流I0を他から与えられる直流電流指令I0 *と比
較し、両者が等しくなるように電圧指令値e0 *を
出力する。９は電圧制御回路であり、上記指令値
e0 *に応じてコンバータ２の出力電圧平均値がe0 *
に比例するように点弧位相を制御する。
このような構成で交流電動機を駆動する場合、
比較的高い周波数領域では正側、負側ともに120°
づつ通電する第２図のような波形の交流電流が交
流電動機５に供給される。この交流電流の周波数
は位相指令θ1 *に応じて定まり、振幅の大きさは
直流電流指令I0 *により制御される。
比較的高い周波数領域では正側、負側ともに120°
づつ通電する第２図のような波形の交流電流が交
流電動機５に供給される。この交流電流の周波数
は位相指令θ1 *に応じて定まり、振幅の大きさは
直流電流指令I0 *により制御される。
比較的高周波運転時には第２図のような波形の
電流でも交流電動機５の発生するトルクリツプル
の周期が短かく、問題なく運転されるが、低い周
波数領域ではトルクリツプルの周期が長くなるた
め、滑らかに運転することができなくなる。
電流でも交流電動機５の発生するトルクリツプル
の周期が短かく、問題なく運転されるが、低い周
波数領域ではトルクリツプルの周期が長くなるた
め、滑らかに運転することができなくなる。
そこで低周波時にはトルクリツプルを減らす対
策が要求され、最近では電流を正弦波に近づける
ためパルス幅変調（以下PWNとする）制御され
ることが多くなつている。
策が要求され、最近では電流を正弦波に近づける
ためパルス幅変調（以下PWNとする）制御され
ることが多くなつている。
このPWM制御は電流波形に含まれる第５、第
７次等の低次高調波成分を減らすことによつて、
長い周期のトルクリツプルを抑制して回転むらを
生じないようにするものであり、第３図にPWM
制御された電流の一相分（IU）の波形例を示す。
７次等の低次高調波成分を減らすことによつて、
長い周期のトルクリツプルを抑制して回転むらを
生じないようにするものであり、第３図にPWM
制御された電流の一相分（IU）の波形例を示す。
第３図のPWM制御された電流波形は台形波と
なり第２図の電流波形に比べて正弦波に近くなる
ので低周波のトルクリツプルを抑制し、交流電動
機５の運転特性を向上させる。
なり第２図の電流波形に比べて正弦波に近くなる
ので低周波のトルクリツプルを抑制し、交流電動
機５の運転特性を向上させる。
しかし、このようにPWM制御された電流波形
でも２相間の通電配分をPWM制御するだけでは
いくらパルス数を多くしても、その平均値は第３
図の点線で示されるように台形波状になるだけで
正弦波にはできない。また、負荷側に電流を流さ
ないバイパスモードのあるPWM制御にすれば正
弦波にすることができるが、効率が低下して実用
的でない。このために、やはり滑らかに交流電動
機５を運転できる低周波領域に限界を生じる。
でも２相間の通電配分をPWM制御するだけでは
いくらパルス数を多くしても、その平均値は第３
図の点線で示されるように台形波状になるだけで
正弦波にはできない。また、負荷側に電流を流さ
ないバイパスモードのあるPWM制御にすれば正
弦波にすることができるが、効率が低下して実用
的でない。このために、やはり滑らかに交流電動
機５を運転できる低周波領域に限界を生じる。
このような問題点の解決策として、前述の
PWM制御に加えて直流電流の振幅変調を実施す
ることが提案された。（特願昭51−113989）第４
図にこの電流波形例を示す。この場合の各相電流
IU，IV，IWの平均値は第４図に示すように正弦波
になるため、交流電動機５を滑らかに運転できる
低周波の限界はなくなる。
PWM制御に加えて直流電流の振幅変調を実施す
ることが提案された。（特願昭51−113989）第４
図にこの電流波形例を示す。この場合の各相電流
IU，IV，IWの平均値は第４図に示すように正弦波
になるため、交流電動機５を滑らかに運転できる
低周波の限界はなくなる。
第４図のような波形の出力電流を実現するため
の、インバータ４の転流制御回路６の動作は第３
図の波形の電流を実現する場合と同じであり、第
１図の電流制御回路８に対する直流電流指令I0 *
を位相指令θ1 *に応じて３相全波整流波形状に変
調してやることで達成される。
の、インバータ４の転流制御回路６の動作は第３
図の波形の電流を実現する場合と同じであり、第
１図の電流制御回路８に対する直流電流指令I0 *
を位相指令θ1 *に応じて３相全波整流波形状に変
調してやることで達成される。
この構成は特願昭51−113989に詳述されている
が関連する要部を第５図に示す。第５図におい
て、１〜９は第１図の同一符号を有するものと同
じであり、更に、関数発生器１０および乗算器１
１が追加されている。関数発生器１０には第６図
のように３相全波整流波形状の周期関数が設定さ
れ、位相指令θ1 *に応じて振幅変調係数KIを出力
する。
が関連する要部を第５図に示す。第５図におい
て、１〜９は第１図の同一符号を有するものと同
じであり、更に、関数発生器１０および乗算器１
１が追加されている。関数発生器１０には第６図
のように３相全波整流波形状の周期関数が設定さ
れ、位相指令θ1 *に応じて振幅変調係数KIを出力
する。
この振幅変調係数KIは乗算器１１でインバー
タ４の出力電流の基本波振幅指令I1 *と乗算され、
KIで変調された直流電流指令I0 *が得られる。こ
の直流電流指令I0 *に基づき第１図と同様に電流
制御が行なわれるので、第４図に示した波形の出
力電流が得られる。
タ４の出力電流の基本波振幅指令I1 *と乗算され、
KIで変調された直流電流指令I0 *が得られる。こ
の直流電流指令I0 *に基づき第１図と同様に電流
制御が行なわれるので、第４図に示した波形の出
力電流が得られる。
これにより、交流電動機５は極低周波領域でも
滑らかに運転される。
滑らかに運転される。
しかし、第５図の構成は極低周波領域での交流
電動機５の運転特性を改善することはできるもの
の高周波領域で問題がある。すなわち、電流制御
の応答遅れにより第４図の波形で運転できる周波
数領域は逆に極低周波域のみに限られるという欠
点があつた。第７図はこのことを設明するための
波形例を示すもので、(a)は直流電流指令I0 *、(b)
は直流電流I0、(c)はインバータ４の一相（IU）の
出力電流波形である。周波数が高くなると、この
図に示すように、直流電流指令I0 *の変化に対し
て、電流制御回路８の遅れのために直流電流I0が
追従し得ず(b)のように遅れ、これにより、インバ
ータ４の出力電流波形が(c)のように歪んだものと
なる。この遅れの影響は周波数が高くなるほど大
きくなる。
電動機５の運転特性を改善することはできるもの
の高周波領域で問題がある。すなわち、電流制御
の応答遅れにより第４図の波形で運転できる周波
数領域は逆に極低周波域のみに限られるという欠
点があつた。第７図はこのことを設明するための
波形例を示すもので、(a)は直流電流指令I0 *、(b)
は直流電流I0、(c)はインバータ４の一相（IU）の
出力電流波形である。周波数が高くなると、この
図に示すように、直流電流指令I0 *の変化に対し
て、電流制御回路８の遅れのために直流電流I0が
追従し得ず(b)のように遅れ、これにより、インバ
ータ４の出力電流波形が(c)のように歪んだものと
なる。この遅れの影響は周波数が高くなるほど大
きくなる。
このような影響は電流制御回路８の応答を速く
することによつて低減することはできるが、電流
形インバータの特徴として直流主回路に大きなイ
ンダクタンスを有するリアクトル３を持つている
こと、コンバータ２の出力電圧の制御はサイリス
タのスイツチングにより行なわれるので離散的で
あり電流制御系内にむだ時間が存在することのた
めに、応答を余り速くすると不安定現象を起こ
す。従つて、電流制御回路８の応答を速くするこ
とには限度があり、第４図のような電流波形を得
られるのは極低周波運転領域のみに限られる欠点
がある。
することによつて低減することはできるが、電流
形インバータの特徴として直流主回路に大きなイ
ンダクタンスを有するリアクトル３を持つている
こと、コンバータ２の出力電圧の制御はサイリス
タのスイツチングにより行なわれるので離散的で
あり電流制御系内にむだ時間が存在することのた
めに、応答を余り速くすると不安定現象を起こ
す。従つて、電流制御回路８の応答を速くするこ
とには限度があり、第４図のような電流波形を得
られるのは極低周波運転領域のみに限られる欠点
がある。
(c) 発明の目的
本発明は上述のような従来装置の欠点に鑑みな
されたものであり、電流形インバータの直流電流
をパターンに従つて制御する場合に、広範囲の周
波数に対し、直流電流の実際値がその指令値に良
く追従する様に補償回路を設け高周波域において
もトリクリツプルの少ない交流電動機駆動に好適
な電流形インバータの制御装置を提供することを
目的とするものである。
されたものであり、電流形インバータの直流電流
をパターンに従つて制御する場合に、広範囲の周
波数に対し、直流電流の実際値がその指令値に良
く追従する様に補償回路を設け高周波域において
もトリクリツプルの少ない交流電動機駆動に好適
な電流形インバータの制御装置を提供することを
目的とするものである。
(d) 発明の原理
第８図は本発明の基礎となる原理を説明するた
めのブロツク図であり、第５図の構成に補償回路
１２と加算器１３が追加されている。
めのブロツク図であり、第５図の構成に補償回路
１２と加算器１３が追加されている。
補償回路１２はコンバータ２の出力電圧の指令
値e2を補正するものであり微分要素で構成され
る。
値e2を補正するものであり微分要素で構成され
る。
補償回路１２は直流電流指令I0 *が与えられ、
I0 *の微分値に比例した信号e1を出力する。この
信号e1は電流制御回路８の出力信号e2に加算さ
れ、電圧指令信号e0 *として電圧制御回路９へ与
えられる。ここで、電流制御回路８の伝達特性を
GCとし、補償回路１２の伝達特性L*Ｓ（Ｓはプラ
ス演算子）とすれば、電圧指令e0 *は次式で表わ
される信号である。
I0 *の微分値に比例した信号e1を出力する。この
信号e1は電流制御回路８の出力信号e2に加算さ
れ、電圧指令信号e0 *として電圧制御回路９へ与
えられる。ここで、電流制御回路８の伝達特性を
GCとし、補償回路１２の伝達特性L*Ｓ（Ｓはプラ
ス演算子）とすれば、電圧指令e0 *は次式で表わ
される信号である。
e0 *＝GC・（I0 *−I0）＋L*ｄ／dtI0 * ……(1)
サイリスタのスイツチング時間による遅れを無
視すれば、コンバータ２の出力電圧は(1)式のe0 *
に比例して追従するように制御される。
視すれば、コンバータ２の出力電圧は(1)式のe0 *
に比例して追従するように制御される。
コンバータ２の出力電圧をe0、直流主回路部の
インダクタンスをＬ、抵抗をＲとし、ラプラス演
算子をＳとすれば直流電流I0は(2)式で表わされ
る。
インダクタンスをＬ、抵抗をＲとし、ラプラス演
算子をＳとすれば直流電流I0は(2)式で表わされ
る。
I0＝１／Ｒ＋LS・e0 ……(2)
但し、ＬとＲにはリアクトルおよび交流電動機
のインダクタンスと抵抗が含まれる。
のインダクタンスと抵抗が含まれる。
(2)式から、任意の直流電流I0を得るために必要
なコンバータ２の出力電圧e0の大きさは(3)式で与
えられる。
なコンバータ２の出力電圧e0の大きさは(3)式で与
えられる。
e0＝Ｒ・I0＋LSI0 ……(3)
上記(3)式で表わされる出力電圧e0のうち、イン
ダクタンスに生じる電圧降下分LSI0を補償回路
１２で予め演算して電圧指令e0 *の一部e1とし、
e0の残りの抵抗降下分RI0は電流制御回路８の出
力信号e2として得ようとするものである。従つて
(1)式のL*は直流主回路部のインダクタンス値Ｌ
として補償回路１２に設定する。このL*の値は
Ｌの値に合つているほど好ましいが、電流制御回
路８の動作により、L*とＬの誤差は修正される
ので厳密に合つている必要はない。
ダクタンスに生じる電圧降下分LSI0を補償回路
１２で予め演算して電圧指令e0 *の一部e1とし、
e0の残りの抵抗降下分RI0は電流制御回路８の出
力信号e2として得ようとするものである。従つて
(1)式のL*は直流主回路部のインダクタンス値Ｌ
として補償回路１２に設定する。このL*の値は
Ｌの値に合つているほど好ましいが、電流制御回
路８の動作により、L*とＬの誤差は修正される
ので厳密に合つている必要はない。
以上のようにコンバータ２の出力電圧e0のうち
インダクタンスの電圧降下を予め直流電流指令
I0 *から演算して電圧指令e0 *の一部e1としている
ので、電流制御回路８の応答を余り速くすること
なく直流電流I0を直流電流指令I0 *に追従させる
ことができる。従つて、より高い周波数領域まで
第４図のような理想的な電流を供給することが可
能となり、広い周波数領域でトルクリツプルのな
い滑らかな運転を行うことが可能となる。
インダクタンスの電圧降下を予め直流電流指令
I0 *から演算して電圧指令e0 *の一部e1としている
ので、電流制御回路８の応答を余り速くすること
なく直流電流I0を直流電流指令I0 *に追従させる
ことができる。従つて、より高い周波数領域まで
第４図のような理想的な電流を供給することが可
能となり、広い周波数領域でトルクリツプルのな
い滑らかな運転を行うことが可能となる。
以上、本発明の原理説明として直流電流指令
I0 *の微分値を電圧指令e0 *の一部として用いる場
合を示したが、このようにI0 *の微分値を使用す
ることは適用上、注意する必要がある。例えば、
第８図の構成は制御回路の一部であることが多
く、電流の基本波振幅指令I1 *は速度制御等の結
果として与えられる場合が多い。このような場合
には、速度検出装置の取付け等に起因した、本来
不要な振動成分がI1 *に含まれていることが少な
くない。このような振動成分は直流電流指令I0 *
にも伝達され、単にI0 *の微分値をe0 *の一部とし
て用いると不要な振動成分が増幅されてe0 *に加
えられ、電流制御系に外乱として働らくことがあ
る。
I0 *の微分値を電圧指令e0 *の一部として用いる場
合を示したが、このようにI0 *の微分値を使用す
ることは適用上、注意する必要がある。例えば、
第８図の構成は制御回路の一部であることが多
く、電流の基本波振幅指令I1 *は速度制御等の結
果として与えられる場合が多い。このような場合
には、速度検出装置の取付け等に起因した、本来
不要な振動成分がI1 *に含まれていることが少な
くない。このような振動成分は直流電流指令I0 *
にも伝達され、単にI0 *の微分値をe0 *の一部とし
て用いると不要な振動成分が増幅されてe0 *に加
えられ、電流制御系に外乱として働らくことがあ
る。
このような好ましくない現象は以下に説明する
本発明の構成により避けることができる。
本発明の構成により避けることができる。
(e) 発明の構成及び作用
第９図は本発明による一実施例のブロツク構成
図である。
図である。
本発明の構成は第８図の原理構成に対し、補償
回路１２の構成に特徴がある。この補償回路１２
は、伝達特性がL*Ｓの微分回路１２１と乗算器
１２２で構成され、その入力信号として基本波振
幅指令I1 *と関数発生器１０の出力である振幅変
調係数KIが用いられる。振幅変調係数KIは微分
回路１２１に与えられ、微分回路１２１の出力と
基本波振幅指令I1 *１２２で乗算され、乗算結果
は補償回路１２の出力e1として加算器１３に与え
られる。この補償回路１２の出力e1は次式の関係
で与えられる。
回路１２の構成に特徴がある。この補償回路１２
は、伝達特性がL*Ｓの微分回路１２１と乗算器
１２２で構成され、その入力信号として基本波振
幅指令I1 *と関数発生器１０の出力である振幅変
調係数KIが用いられる。振幅変調係数KIは微分
回路１２１に与えられ、微分回路１２１の出力と
基本波振幅指令I1 *１２２で乗算され、乗算結果
は補償回路１２の出力e1として加算器１３に与え
られる。この補償回路１２の出力e1は次式の関係
で与えられる。
e1＝L*I1 *SKI ……(4)
これに対し、第８図の原理構成における補償回
路１２の出力e1は直流電流指令I0 *の微分に比例
した信号であり、次式で表わされる。
路１２の出力e1は直流電流指令I0 *の微分に比例
した信号であり、次式で表わされる。
e1＝L*SI0 *L*Ｓ（KII1 *）
＝L*I1 *SKI＋L*KISI1 * ……(5)
すなわち、(4)式は(5)式第１項のみで表わされ、
(5)式第２項で表わされる基本波振指令I1 *の変化
率分を無視したものである。すなわち、３相全波
整流波形状にパターン化された直流電流の変化に
よるインダクタンス電圧降下だけを演算し、それ
以外の振幅変化分は電流制御回路８に分担させる
ものである。このようにすることによつて、基本
波電流振幅指令I1 *に含まれる不要な振動分を増
幅して電流制御系に外乱として与えることを避け
ることができる。
(5)式第２項で表わされる基本波振指令I1 *の変化
率分を無視したものである。すなわち、３相全波
整流波形状にパターン化された直流電流の変化に
よるインダクタンス電圧降下だけを演算し、それ
以外の振幅変化分は電流制御回路８に分担させる
ものである。このようにすることによつて、基本
波電流振幅指令I1 *に含まれる不要な振動分を増
幅して電流制御系に外乱として与えることを避け
ることができる。
第１０図は上記実施例と同様の効果を有する他
の実施例であり、補償回路１２の構成に工夫があ
る。第１０図において、１２３は関数発生器、１
２４はフイルタ要素を持つ微分回路、１２５，１
２６は乗算器、１２７は比例定数L*を持つ比例
回路である。
の実施例であり、補償回路１２の構成に工夫があ
る。第１０図において、１２３は関数発生器、１
２４はフイルタ要素を持つ微分回路、１２５，１
２６は乗算器、１２７は比例定数L*を持つ比例
回路である。
この実施例では補償回路１２の入力信号として
基本波振幅指令I1 *および位相指令θ1 *が用いら
れ、位相指令θ1 *は関数発生器１２３および微分
回路１２４に与えられる。関数発生器１２３と微
分回路１２４の両出力信号は乗算器１２５で乗算
され、この乗算結果はもう一つの乗算器１２６で
基本波振幅指令I1 *と乗算される。乗算器１２６
の出力は比例回路１２７を介してL*倍され、補
償回路１２の出力e1として加算器１３に与えられ
る。関数発生器１２３、微分回路１２４、乗算器
１２５によつて(4)式における振幅変調係数KIの
微分値を演算している。振幅変調係数KIの位相
指令θ1 *に対する関数関係は第６図で示したが、
この関数を式で表わせば次のようになる。
基本波振幅指令I1 *および位相指令θ1 *が用いら
れ、位相指令θ1 *は関数発生器１２３および微分
回路１２４に与えられる。関数発生器１２３と微
分回路１２４の両出力信号は乗算器１２５で乗算
され、この乗算結果はもう一つの乗算器１２６で
基本波振幅指令I1 *と乗算される。乗算器１２６
の出力は比例回路１２７を介してL*倍され、補
償回路１２の出力e1として加算器１３に与えられ
る。関数発生器１２３、微分回路１２４、乗算器
１２５によつて(4)式における振幅変調係数KIの
微分値を演算している。振幅変調係数KIの位相
指令θ1 *に対する関数関係は第６図で示したが、
この関数を式で表わせば次のようになる。
KI＝sin（θ1 *＋60） ……(6)
但し、0°θ1 *60°
(6)式の関係はθ1 *の60°毎にくり返される。(6)式
からKIの微分値SKIは次のように表わされる。
からKIの微分値SKIは次のように表わされる。
SKI＝（Sθ1 *）・cos（θ1 *＋60°） ……(7)
但し、0°θ1 *60°
すなわち、第１０図の関数発生器１２３は(7)式
におけるcos（θ1 *＋60°）を出力するものであり、
その入出力間の関数関係を第１１図に示す。微分
回路１２４はθ1 *に含まれるノイズ等を除去する
ためのフイルタ要素をも持たせているが、目的は
(7)式におけるSθ1 *を得ることになる。この微分回
路１２４におけるフイルタ要素を無視すれば乗算
器１２５の出力として(7)式で表わされる振幅変調
係数の微分値SKIが得られる。
におけるcos（θ1 *＋60°）を出力するものであり、
その入出力間の関数関係を第１１図に示す。微分
回路１２４はθ1 *に含まれるノイズ等を除去する
ためのフイルタ要素をも持たせているが、目的は
(7)式におけるSθ1 *を得ることになる。この微分回
路１２４におけるフイルタ要素を無視すれば乗算
器１２５の出力として(7)式で表わされる振幅変調
係数の微分値SKIが得られる。
従つて、この振幅変調係数の微分SKIと基本波
振幅指令I1 *とが乗算器１２６で乗算され、更に
比例回路１２７でL*倍された信号は(4)式で表わ
されるe1と等しいことが分かる。微分回路１２４
におけるフイルタ要素は位相指令の微分Sθ1 *すな
わち角周波数指令の過渡的変化を遅らせるが、前
述のように補償回路１２の出力e1は厳密に回路イ
ンダクタンス分の電圧である必要はないから、第
１０図の実施例によつても本発明の目的は達成さ
れ、更に外乱の影響を受けにくいように構成して
いる。
振幅指令I1 *とが乗算器１２６で乗算され、更に
比例回路１２７でL*倍された信号は(4)式で表わ
されるe1と等しいことが分かる。微分回路１２４
におけるフイルタ要素は位相指令の微分Sθ1 *すな
わち角周波数指令の過渡的変化を遅らせるが、前
述のように補償回路１２の出力e1は厳密に回路イ
ンダクタンス分の電圧である必要はないから、第
１０図の実施例によつても本発明の目的は達成さ
れ、更に外乱の影響を受けにくいように構成して
いる。
以上、直流電流I0を全波整流波形状にパターン
制御する場合の実施例を示したが、本発明は他の
パターンで制御する場合にも適用し得ることは明
らかである。また、電流形インバータの直流電流
をチヨツパで制御するものもあるが、この場合に
も本発明は構成を変えることなく適用することが
できる。
制御する場合の実施例を示したが、本発明は他の
パターンで制御する場合にも適用し得ることは明
らかである。また、電流形インバータの直流電流
をチヨツパで制御するものもあるが、この場合に
も本発明は構成を変えることなく適用することが
できる。
(f) 発明の効果
以上説明したように本発明によれば、電流形イ
ンバータの出力電流を広範囲の周波数領域で指令
値に良く追従させることができ、所望の波形の電
流を電動機に供給することができるので、広範囲
の周波数領域でトルクリツプルの少ない制御性能
の優れた交流電動機駆動システムを実現する電流
形インバータの制御装置を提供することができ
る。
ンバータの出力電流を広範囲の周波数領域で指令
値に良く追従させることができ、所望の波形の電
流を電動機に供給することができるので、広範囲
の周波数領域でトルクリツプルの少ない制御性能
の優れた交流電動機駆動システムを実現する電流
形インバータの制御装置を提供することができ
る。
第１図は一般的な電流形インバータの主回路と
電流制御系の主要回路構成を示すブロツク図、第
２図は電流形インバータの出力電流波形例、第３
図はPWM制御したときの電流形インバータの出
力電流波形例、第４図は直流電流振幅をパターン
制御し、PWM制御により正弦波電流を出力する
電流形インバータの出力電流波形例、第５図は第
４図の電流波形を得るための電流形インバータの
制御系の構成を示すブロツク図、第６図は第５図
の関数発生器の特性図、第７図は第５図の制御系
で直流電流I0の振幅が直流電流指令I0 *に追従し
得ないときの波形例、第８図は本発明の作用を説
明するための原理構成図、第９図は本発明による
実施例の構成を示すブロツク図、第１０図は本発
明による他の実施例を示すブロツク図、第１１図
は第１０図における関数発生器の特性図である。 １……３相交流電源、２……コンバータ、３…
…リアクトル、４……インバータ、５……交流電
動機、６……転流制御回路、７……電流検出器、
８……電流制御回路、９……電圧制御回路、１０
……関数発生器、１１……乗算器、１２……補償
回路、１３……加算器、１２１……微分回路、１
２２……乗算器、１２３……関数発生器、１２４
……微分回路、１２５，１２６……乗算器、１２
７……比例回路。
電流制御系の主要回路構成を示すブロツク図、第
２図は電流形インバータの出力電流波形例、第３
図はPWM制御したときの電流形インバータの出
力電流波形例、第４図は直流電流振幅をパターン
制御し、PWM制御により正弦波電流を出力する
電流形インバータの出力電流波形例、第５図は第
４図の電流波形を得るための電流形インバータの
制御系の構成を示すブロツク図、第６図は第５図
の関数発生器の特性図、第７図は第５図の制御系
で直流電流I0の振幅が直流電流指令I0 *に追従し
得ないときの波形例、第８図は本発明の作用を説
明するための原理構成図、第９図は本発明による
実施例の構成を示すブロツク図、第１０図は本発
明による他の実施例を示すブロツク図、第１１図
は第１０図における関数発生器の特性図である。 １……３相交流電源、２……コンバータ、３…
…リアクトル、４……インバータ、５……交流電
動機、６……転流制御回路、７……電流検出器、
８……電流制御回路、９……電圧制御回路、１０
……関数発生器、１１……乗算器、１２……補償
回路、１３……加算器、１２１……微分回路、１
２２……乗算器、１２３……関数発生器、１２４
……微分回路、１２５，１２６……乗算器、１２
７……比例回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電圧を直流電圧に変換し、リアクトルを
介して直流電流I0を供給するコンバータと、該直
流電流I0が供給され所望の周波数の交流電流に逆
変換して交流電動機を駆動するインバータと、該
直流電流I0が直流電流指令I0 *に応じた値になる
ように該コンバータを制御する電流制御手段と、
該交流電流の位相が位相指令θ1 *に応じた値とな
るように該インバータを制御する転流制御手段を
備えた装置において、該位相指令θ1 *から周期関
数の信号KIを得る関数発生手段と、電流基準信
号I1 *と該信号KIを乗算して該直流電流指令I0 *と
する乗算手段と、該信号KIおよび該位相指令θ1 *
のいずれかの信号と該電流基準信号I1 *を入力信
号として補正信号e1を得る補償手段を設け、該補
正信号e1により該直流電圧を補正することを特徴
とする電流形インバータの制御装置。 ２ 前記第１項記載のものにおいて、前記補償手
段は前記信号KIの微分値に比例した信号を得る
微分手段と、この信号と前記電流基準信号I1 *と
の積を得て前記補正信号e1として出力する乗算手
段で構成したことを特徴とする電流形インバータ
の制御装置。 ３ 前記第１項記載のものにおいて、前記補正手
段は前記関数発生手段に設定された関数値に対応
して別の関数値を設定し前記位相指令θ1 *から第
２の信号を得る第２の関数発生手段と、該位相指
令θ1 *の微分値を得る微分手段と、この微分値と
該第２の信号と前記電流基準信号I1 *の乗算値に
比例した値を前記補正信号e1として出力する乗算
手段で構成したことを特徴とする電流形インバー
タの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56151369A JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56151369A JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5854872A JPS5854872A (ja) | 1983-03-31 |
| JPH0548072B2 true JPH0548072B2 (ja) | 1993-07-20 |
Family
ID=15517039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56151369A Granted JPS5854872A (ja) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | 電流形インバ−タの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854872A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101139028B1 (ko) * | 2010-11-03 | 2012-04-27 | 경성대학교 산학협력단 | 고속 스위치드 릴럭턴스 모터의 토크 제어방법 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6041548B2 (ja) * | 1976-09-22 | 1985-09-17 | 株式会社東芝 | 電流形インバ−タの制御装置 |
| JPS5456126A (en) * | 1977-10-13 | 1979-05-04 | Toshiba Corp | Controller for ac motor |
-
1981
- 1981-09-26 JP JP56151369A patent/JPS5854872A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5854872A (ja) | 1983-03-31 |
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