JPS5855686Y2 - 双極性増巾器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 高周波増幅器、低周波増巾器等の増巾器は直流電源に対
して極性を有し、いわゆる逆極性に直流電源を接続する
と動作をしない。

本考案はこの様な考慮を必要としない双極性増巾器を両
方向性トランジスタを使用して提供したものである。

次に本考案の両方向性トランジスタに適用して好適な、
両方向性と共に高電流増巾率を有し、飽和特性が良く、
低ノイズの新規なバイポーラトランジスタ構成の３端子
半導体素子について以下に説明する。

バイポーラトランジスタの特性評価のパラメータの一つ
として用いられるｈＦＥ（エミッタ接地電流増巾率）は
、αをベース接地電流増巾率とすると、 で与えられる。

このαは、で与えられる。

但し♂はコレクタ増巾率、βはベース輸送効率、γはエ
ミッタ注入効率である。

今ＮＰＮ形トランジスタのエミッタ注入効率γについて
考えるに、この場合、γは で与えられる。

但し、Ｊｎはエミッタからベースに注入される電子によ
る電流密度、Ｊｐはベース力・らエミッタに注入される
ホールによる電流密度である。

ここで、Ｊｎ及びＪｐは夫々 であるから、 ここで゛、 Ｌｎ：ベース中の少数キャリアの拡散距離Ｌｐ：エミツ
タ中の少数キャリアの拡散距離。

Ｄｎ：ベース中の少数キャリアの拡散定数。

Ｄｐ：エミッタ中の少数キャリアの拡散定数。

叩：ベース中の平衡状態での少数キャリア濃度。

ｐｎ：エミッタ中の平衡状態での少数キャリア濃度。

■：エミツタ接合への印加電圧。

である。

そして、エミッタの不純物濃度をＮＤ、ベースの不純物
濃度をＮＡとすると、 で置き換えることができ、又Ｌｎはベース中Ｗで制限さ
れ、Ｌｎ＝Ｗとなるから、 となる。

拡散定数はキャリアの移動度と温度の関数であるが、こ
こではほぼ一定とみなす。

上述した各式から明らかなようにバイポーラトランジス
タにおいてそのｈＦＥを上げるには、δは小さい方か゛
望ましい。

そこで、従来の一般のバイポーラトランジスタに於ては
、このδを小さくする為にエミッタの不純物濃度ＮＤを
十分大きくしているのである。

ところがエミッタの不純物濃度を十分大きく、例えば１
０１０１９ａｔｏ／ｃｎｎ”程度以上にすると、格子欠
陥、転位などが生じて結晶の完全性が得られないこと、
及びエミッタの不純物濃度が高いこと自体によって、こ
こに於けるベースから注入された少数キャリアのライフ
タイムτｐが短くなるのでからこの少数キャリア（ホー
ル）の拡散距離Ｌｐは短くなり、（７）式より明らかな
ように、左程δを小さくすることができず、注入効率γ
も成る程度以上には高められない。

そこでこのような欠点を回避するものとして、特殊構成
の３端子半導体素子が提案された。

この半導体素子の一例を第１図を参照して説明する。

図示の例はＮＰＮ形トランジスタを構成する場合で、こ
の場合、半導体基体Ｓに第１導電形、即ちこの例ではＮ
形の高比抵抗の第１の半導体領域、即ちエミッタ領域１
と、之に隣接して配された第２導電形、即ちＰ形の高比
抵抗の第２の半導体領域、即ちベース領域２と、之に隣
接して配された第１導電形、即ちＮ形の同様に高比抵抗
の第３の半導体領域、即ちコレクタ領域３とが設けられ
、第１及び第２の領域及び２間に第１のＰＮ接合、即ち
エミッタ接合Ｊｅが形成され、第２及び第３の領域２及
び３間に第２のＰＮ接合、即ちコレクタ接合Ｊｃが形成
される。

そして、第１の領域１内に、接合Ｊｅに対向して接合Ｊ
ｅとの距離が第２の領域２から第１の領域１に注入され
る少数キャリア（ホール）の拡散距離Ｌｐより小となる
位置に、この少数キャリアエネルギ以上、少くとも、熱
エネルギ以上のポテンシャルバリア７を設ける。

第１図の例は、第１の領域１内に之と同導電形の高不純
物濃度の領域１ａを設け、領域１内にＬ−Ｈ接合Ｊ、を
形成した場合である。

そして、第１の領域の高濃度領域１ａと第２の領域２と
第３の領域３上には夫々オーミックに第１、第２及び第
３の電極即ちエミッタ、ベース及びコレクタ各電極５ｅ
、５ｂ及び５Ｃが被着され、夫々第１．第２及び第３の
端子即ちエミッタ、ベース及びコレクタ端子Ｅ、Ｂ及び
Ｃが導出される。

第１の領域１の高濃度領域１ａを除く部分は、その不純
物濃度を１０１０１５ａｔＯ／ｃｍ３というオーダの十
分低い濃度に選ばれるものであり、第２の領域２は１０
１５〜１０１０１７ａｔＯ／ｃｍ３程度に選ばれる。

又第３の領域３も、例えば１０１０１５ａｔＯ／ｃｍ３
オーダの第１の領域１の低濃度部分と同程度に選ばれる
。

そして、このように各領域１，２及び３の少くとも接合
Ｊｅ及びＪｃが形成される部分の不純物濃度が低いこと
と、結晶性にすぐれていることによって、第１図の領域
１に於ける少数キャリアの拡散距離Ｌｐが大となる。

尚、３ａは、第３の領域３に接合Ｊｃり離間して設けら
れた高不純物濃度の低抵抗領域であり、６は基体Ｓの表
面に形成されたＳｉＯ２の如き絶縁層である。

この構成に於て、各端子Ｅ、Ｂ及びＣに、エミッタ接合
Ｊｅに順方向バイアスを与え、コレクタ接合Ｊｃに逆方
向バイアスを与える電圧を印加する。

かくすれば、トランジスタ動作を生ずる。

この場合、ベース領域即ち第２の領域２よりエミッタ領
域、即ち第１の領域１に注入されたボールは、この第１
の領域１の不純物濃度が低いこと、結晶性が良いことな
どによって、その寿命が長く、第１の領域１に於けるホ
ールの拡散距離Ｌｐが長い。

従って、（６）式及び（３）式より明らかなようにエミ
ッタ注入効率γを大とすることができるようになる。

しかしながら、この拡散距離Ｌｐを大としても、実際上
この注入されたホールが基体表面に達して表面再結合し
てしまうようなことがあれば、実質的に拡散距離Ｌｐは
長くなり得ない。

ところが上述の構成では、ポテンシャルバリア７がエミ
ッタ接合Ｊｅと対向して拡散距離Ｌｐより小なる間隔を
以って配置されているので、表面再結合は小さくなり、
拡散距離Ｌｐは十分大とみなせる。

このようにポテンシャルバルア７が設けられていること
によって、第２の領域２により第１の領域１に注入され
たホールの電流成分Ｊｐを小さくする効果を有する。

即ち、第１の領域１に於てＬＨ接合ＪＨでは擬フエルミ
レベルの差、或いはビルトイン電場が生じ、これが少数
キャリアのホールの拡散に逆う方向に働くので、このレ
ベルが十分大きい場合は、このＬ−Ｈ接合Ｊ、でのホー
ルの濃度勾配による拡散電流とビルトレイン電場による
ドリフト電流とが打ち消し合って、ベースから低濃度エ
ミッタを通して注入されるホール電流ＪＰを小さくでき
る効果がある。

そして、この効果によってエミッタ接合を通過する電流
成分のうち、コレクタに到達する電子電流の比率が高ま
す、（３）式より明らかなようにエミッタ注入効率γの
値は大きくなってｈＦＥが高くなる。

このレベル差（ポテンシャルバリアの高さ）は、ホール
のエネルギ以上、少くとも熱エネルギ以上でなければな
らない。

この熱エネルギはほぼｋＴ（但しｋはボルツマン定数、
Ｔは温度）で近似されるが、上述のレベル差は０．１ｅ
Ｖ以上あることが望ましい。

このポテンシャルの遷移領域に於ては、ホールの拡散距
離がその領域内で終ってはならない。

即ちこの遷移領域の巾よりホールの拡散距離Ｌｐが大で
あることが要求される。

第１図の如きＬＨ接合の場合には、高不純物濃度領域１
ａの不純物量及び勾配を適当に設定することによって、
０．２ｅＶのポテンシャルバリアを設けることができる
。

−第２図は特殊構成の３端子半導体素子の
他の例であって、之は第１の領域１内に高不純物濃度の
領域１ａを設けて、ポテンシャルバリア７を形成すると
共に、この第１の領域１に第１の接合Ｊｅと対向してＰ
Ｎ接合Ｊｓと形成するＰ形の付加領域４を設けた場合で
ある。

この場合に於ても領域１ａのＰＮ接合Ｊｓと接合Ｊｅと
の間の距離は第１の領域１に於ける少数キャリアの拡散
距離Ｌｐより小に選定する。

即ち、この場合第１の領域１に注入されたホールは、上
述したようにその拡散距離が大であるので、付加領域４
に有効に到達し、このＰ形の付加領域４に吸収される。

そして、付加領域４が電気的に浮いている場合は、その
電位はホールの増加によって上昇し、この領域４と第１
の領域１との間に形成されるＰＮ接合Ｊｓはほぼ立上り
電圧まで順バイアスされ、ホールが第１の領域１内に再
注入される。

これにより第１の領域１内に再注入される。

これにより第１の領域１の付加領域４の近傍のホールの
濃度が上る。

従って、第１の領域１の接合Ｊｅ及びＪｓ間に於けるホ
ールの濃度分布は一様化されて勾配はゆるやかになり、
第２の領域２より第１の領域１への拡散電流Ｊｐは小と
なるのである。

尚、第２図に示した例は、第２の領域２と同導電形の付
加領域４を第２の領域２より分離して設けた場合である
が、成る場合はこの領域４を領域２より連続して延長す
る如く構成することもできる。

又、上述の説明では、第１．第２及び第３の各領域１，
２及び３を夫々エミッタ、ベース及びコレクタとして動
作させた場合であるが、この３端子半導体素子では、第
２の領域２を中心としてその両側の第１及び第３の領域
１及び３が互いに同程度の低い不純物濃度とされ、領域
２よりみて対称的構成を有しているので、第１．第２及
び第３の領域１．２及び３を夫々コレクタ、ベース及び
エミッタとして動作させる逆方向トランジスタとして用
いても優れたトランジスタ動作をなす。

即ち、この３端子半導体素子は正、逆両方向に動作する
トランジスタとして、電気的に対称性に優れた特性を有
する。

この場合、逆方向トランジスタに関して、より優れたｈ
ＦＥ特性等を得るには、基体Ｓの周側面に於ける表面再
結合をも回避すべく、第３の領域３の低抵抗領域３ａを
基体Ｓの周側面にも延長して設け、この領域３ａと第２
の領域２との間の距離を各部に於て第３の領域３に注入
される少数キャリアの拡散距離より小に選定し、領域３
と領域３ａとの間に上記少数キャリアのエネルギ以上の
ポテンシャルバリアを設ける。

かかる特殊構成の３端子半導体素子の利益を以下に列挙
する。

（ｉ）電流増巾率ｈＦＥが高く、３０００以上にするこ
とができる。

（１１）ｈＦＥにばらつきが少い。

即ち従来一般のバイポーラトランジスタでは、エミッタ
注入効率を高めるのに、エミッタ領域の濃度を半分高め
るものであって、いわばエミッタ領域とベース領域とそ
の接合近傍の濃度差に依存させるものであったから、両
領域の濃度等の設定は、相関的に選定せねばならない。

之に比し、この特殊構成の３端子半導体素子では、第１
の接合Ｊｅに対向して、第１の領域１内にポテンシャル
バリアを形成することによって、第１の領域に注入され
る少数キャリアの電流成分を抑えてエミッタ注入効率を
高めるものであるから、第１及び第２の領域１及び２は
第１の領域１が比較的低い濃度に選び創るということと
相俟って、相互に影響が少く、領域２の巾、濃度分布等
は、設計通りにばらつきなく製造でき、したがってｈＦ
Ｅのばらつきを小さくできる。

（ｉｉｉ）又、表面再結合の影響を回避していることに
よってこのｈｐｒ＝は小電流時に於ても高い。

（ｉｖ）雑音が小となる。

即ち第１及び第２の接合Ｊｅ及びＪｃの主たる部分は夫
々低不純物濃度のＰ形及びＮ影領域に形成されるので結
晶欠陥が小であること、更に例えば、第２の領域２の第
２の電極５ｂ付近の不純物濃度を高くすることによって
、トランジスタとしてのエミッターベース間電流の基体
表面に沿う横方向電流を小さくでき、之によって１／ｆ
雑音を小さくできる。

尚、バースト雑音と１／ｆ雑音とはｈＦＥが高いことに
よっても減少される。

又、ベース拡がり抵抗ｂｂ’を小さくすれば、信号源イ
ンピーダンスが低い場合でも雑音は小さくなる。

（ｖ）又、ｈＦＥの温度特性が良い。

（ｖｌ）正、逆方向性トランジスタとして対称性に優れ
ている。

（Ｖｉｉ）第１及び第２の接合Ｊｅ及びＪｃの近傍の不
純物濃度が低いので、正、逆面方向性トランジスタとし
てのＢＶＢＥＯ（コレクタ開放ベース−エミッタ間耐圧
）が高い。

（Ｖｌｉりパワートランジスタとして用いる場合、エミ
ッタ内の分布抵抗により、そのエミッションが均一化さ
れるので強度が高い。

（１×）又、飽和特性が良い。

（Ｘ）注入或いは再注入を行う付加領域４を設けるとき
は、ベースの等価的抵抗が小さくなる。

尚、上述の各側はＮＰＮ形の場合であるが、従来の一般
のバイポーラ１〜ランジスタと同様にＰＮＰ形も可能で
あることは勿論である。

次に第２図を用いて本考案による双極性増巾器を説明す
るに、第１図又は第２図で説明した両方向性ダイオード
を符号８にて示し、更に便宜上コレクタをＣ、エミッタ
をｅにて示す。

本考案においては両方向性トランジスタ８のコレクタを
第１の負荷９ａ及び第１のダイオード１０ ａよりなる
並列回路を通じて直流電源端子の一方の端子１１ ａに
接続し、エミッタを第２の負荷９ｂ及び第２のダイオー
ド１０ ｂよりなる並列回路を通じて直流電源端子の他
方の端子１１ ｂに接続し、これら第１及び第２のダイ
オード１０ ａ及び１０ ｂを電源端子１１ ａ、１１
ｂから見て互に逆方向に選定し、更にトランジスタ８
のベースを第１の抵抗器１２ ａを通じて端子１１ ａ
又はトランジスタ８のコレクタに接続すると共に、第２
の抵抗器１２ｂを通じて端子１１ ｂ又はトランジスタ
８のエミッタに接続したものである。

１９は信号の入力端子である。

第３図及び第４図に示す例では、第１の抵抗器１２ ａ
及び１２ ｂ共に夫々抵抗器１３ａ、１４ａの並列回路
及び１３ ｂ 、１４ ｂの並列回路をもって構威し、
抵抗器１３ｂ及び１４ ａに夫々直列にダイオード１５
ａ及び１５ｂを接続した場合を示し、又第１及び第２の
負荷９ａ及び９ｂとして夫々変成器を使用した場合であ
り、１５ ａ 、１５ ｂはそ、の出力端子である。

尚第３図において１６ ａ及び１６ｂは抵抗器。１７
ａ 、１７ ｂは側路コンデンサである。

又第４図では第３図に示す抵抗器１６ａ及び１６ｂに代
えてダイオード１８ ａ及び１８ ｂを使用して負荷９
ａ及び９ｂに一方向のみに電流を供給する様にしている
。

以上説明した構成において、今直流電源（図示せず）の
正極を端子１１ ａに接続し、負極を端子１１ ｂに接
続した場合（順方向とする）には、ダイオード１５ ａ
により抵抗器１４ａには電流が流れ得す、従ってこの場
合は抵抗器１３Ｈの抵抗値Ｒａと、抵抗器１３ｂ及び１
４ｂの並列抵抗値 とで決まるバイアス電圧がトランジスタ８のベースに印
加される。

但しＲｂ及びＲｃは夫々抵抗器１３ｂ及び１４ ｂの抵
抗値である。

又この順方向時ではトランジスタ８のエミッタがダイオ
ード１０ ｂによりほとんど接地状態となり、ダイオー
ド１０ ｂはカットオフ状態にあるので、負荷９ａがト
ランジスタ８の主たる負荷となる。

従って抵抗器１３ ａ 、１３ ｂ及び１４ｂの抵抗値
を適当に選ぶときは、第１図及び第２図で説明した所に
よって入力端子１９に供給される信号を増巾して負荷９
ａに供給することができる。

次に直流電源の正極を端子１１ ｂに、負極を端子１１
ａに夫々接続した場合（逆方向とする）には、ダイオ
ード１５ｂにより抵抗器１３ｂには電流が流れ得す。

従ってこの場合は抵抗器１４ｂの抵抗値Ｒｄと、抵抗器
１３ａ及び１４ ａの並列抵抗値とで決まるバイアス電
圧がトランジスタ８のベースに印加され、トランジスタ
８のコレクタがダイオード１０ ａによりほとんど接地
状態となり、ダイオード１０ｂはカットオフ状態にある
ので、負荷９ｂがトランジスタ８の負荷となる。

従って抵抗器１３ ａ 、１４ ａ及び１４ｂの抵抗値
を適当に選ぶときは、入力端子１９に供給される信号を
増巾して負荷９ｂに供給することができる。

よって本考案によれば抵抗器１３ ａ 、１３ ｂ 、
１４ａ、１４ｂの抵抗値Ｒａ 、Ｒｂ 、 Ｒｃ 、及
ヒＲｄを適当に選ぶことによって、端子１１ ａ及び１
１ ｂの直流電源に対する極性を選ぶことなく使用でき
る特徴を有する。

尚抵抗器１３ａと直列にダイオード１５ａと逆方向に、
又抵抗−器１４ｂと直列にダイオード１５ｂと逆方向に
夫々ダイオードを挿入することもできる。

更にダイオード１０ ａ及び１０ｂと夫々直列に数１０
０Ωの抵抗器を接続して直流的、交流的に安定度を向上
させることもできる。

第５図は更に他の実施例を示し、第３図及び第４図との
対応部分には同一符号を附してその説明を省略する。

本例はトランジスタ８のベースを第１及び第２の抵抗器
１２ ａ及び１２ｂを通じて夫々コレクタ及びエミッタ
に接続した場合である。

この場合は抵抗器１２ ａ及び１２ ｂがいわゆる電圧
帰還抵抗となっているので回路全体を安定に動作させる
ことができ、しかも第３図及び第４図の例に比して部品
点数が少い等の特徴を有する。

尚本例ではダイオード１０ ａ及び１０ｂに夫々直列に
抵抗器２０ ａ及び２０ ｂを挿入しているが、これは
ダイオード１０ ａ及び１０ｂのノンリニアによる歪を
除去する為のものである。

しかし乍らこの回路を高周波増巾用として使用する□場
合には必ずしも必要としない。

又ダイオード２１ ａ及び２１ ｂを抵抗器１２ ａ及
び１２ ｂと直列に挿入した場合を示しているが、これ
も省略することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は夫々本考案に使用できる両方向性ト
ランジスタの一例を示す断面図、第３図は本考案による
双極性増巾器の一例を示す接続図、第４図及び第５図は
夫々化の実施例を示す接続図である。 ８は両方向性トランジスタ、９ａ及び９ｂは第１及び第
２の負荷、１０ ａ及び１０ ｂは第１及び第２のダイ
オード、１１ａ及び１１ ｂは直流電源端子、１２ａ及
び１２ｂは第１及び第２の抵抗器である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 第１導電型のエミッタ領域と該エミッタ領域に接する第
   ２導電型のベース領域と、該ベース領域に接する第１導
   電型のコレクタ領域と、上記エミッタ領域内にあり、上
   記ベース領域に接する低濃度領域と、上記エミッタ領域
   内にあって上記低濃度領域に接し、上記ベース領域との
   間の距離が上記低濃度領域内の少数キャリアの拡散距離
   より小さい高濃度領域とを有し、上記高濃度領域に形成
   されたエミッタ電極と上記ベース領域に形成されたベー
   ス電極との間に入力を印加し、上記エミッタ領域内の多
   数キャリアを上記コレクタ領域に形成されたコレクタ電
   極へ送出するようにした両方向性トランジスタを有し、
   該両方向性トランジスタのコレクタ電極が第１の負荷及
   び第１のダイオードよりなる並列回路を通じて直流電源
   端子の一方の端子に接続され、上記両方向性トランジス
   タのエミッタ電極が第２の負荷及び第２のダイオードよ
   りなる並列回路を通じて上記直流電源端子の他方の端子
   に接続され、上記第１及び第２のダイオードは上記直流
   電源端子から見て互に逆方向となされ、上記両方向性ト
   ランジスタのベース電極が第１の抵抗器を通じて上記直
   流電源端子の一方の端子又は上記両方向性トランジスタ
   のコレクタ電極に接続されると共に、第２の抵抗器を通
   じて上記直流電源端子の他方の端子又は上記両方向性ト
   ランジスタのエミッタ電極に接続されてなる双極性増巾
   器。