JPS585593B2

JPS585593B2 - リヨウハセイリユウカイロ

Info

Publication number: JPS585593B2
Application number: JP10765874A
Authority: JP
Inventors: 片倉雅幸
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1974-09-20
Filing date: 1974-09-20
Publication date: 1983-01-31
Also published as: JPS5135023A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はリニア集積回路に適した両波整流回路に関する
ものである。

両波整流回路はリニア集積回路では構成しにくい回路の
ひとつであり、従来在る回路においても性能、構成など
の点で一長一短あった。

例えば第１図に示すような差動増幅器を用いたものでは
、構成は極めて簡単であるが、出力の直流レベルが抵抗
Ｒ１，Ｒ２と電流源ｉ。

に依存するために安定度に乏しく、周波数の逓倍のよう
な安定度を必要としない回路にしか使えない。

また第２図に示すような演算増幅器を用いた回路では精
度的には極めて良好であるが、構成が復雑で素子数が多
いという欠点がある。

本発明は斯かる点に鑑みてなされたもので、比較的簡単
な構成で、かつ良好なる特性を有する両波整流回路を提
供するものである。

また変形例として従来にない特異な特性を有する比較回
路を提供するものである。

以下本発明を図面を参照して詳細に説明する。

第３図は本発明の一実施例による両波整流回路の構成を
示すもので、入力端子３１．３２はそれぞれエミツタが
接地されだＮＰＮ｝ランジスタ３３，３４０コレクタに
接続されている。

上記トランジスタ３３．３４はそのベースが互いに接続
されるとともに、コレクタがそれぞれＰＮＰ｝ランジス
タ３５．３６のベースに接続されている。

このトランジスタ３５．３６はそれぞれコレクタが接地
されるとともにエミツタが共通接続され、抵抗３７を介
して直流電源端子３８に接続されている。

また上記共通エミツタ接続点と前記トランジスタ３３，
３４０共通ベース接続点との間にはダイオード３９が接
続されている。

またトランジスタ３３および３４のコレクタはそれぞれ
ダイオード４０およびダイオード４１を介して接続され
、その接続点には一端接地の抵抗４２が接続されるとと
もに、この接続点は出力端子４３に接続されている。

次に上記回路の動作を簡単のために回路部Ａのみをとり
出して先ずこの部分の動作を説明する。

先ずトランジスタ３３．３４は同一シリコン基板上に形
成されているとすると特性が極めて類似しており、しか
もベースが共通接続されて同じベース・エミツタ間電圧
が与えられているので、コレクタ電位にほとんど依存せ
ず等しいコレクタ電流が流れる。

したがって常にＩｎ１＝Ｉｎ２の関係が成立する。

このようなトランジスタ３３．３４に入力端子３１．３
２より入力電流■１，■２が供給されると、トランジス
タ３３，３４の各コレクタには次のような関係のコレク
タ電圧Ｖ０１，ｖｏ２が発生する。

すなわち前述のようにＩｎｌ＝Ｌｎ２の関係があるため
に、Ｉ１−１２のときにはｖ。

１＝ｖｏ２，Ｉ１〉■２のときにはＶ。

１〉ｖｏ２，そしてＩ１＜Ｉ２のときにはＶｏ１＜ｖ。

２の関係の電圧が発生する。一方上記構成において、ト
ランジスタ３３〜３６の各電流増幅器βが充分人きけれ
ば、各トランジスタのベース電流は無視でき、したがっ
てトランジスタ３５，３６のコレクタ電流ＩＰ１？ＩＰ
２の和は直流電源端子３８より流れ込む電流■。

に等しい。

トランジスタ３５．３６は差動回路を構成しており、ベ
ースに与えられる電圧、すなわちトランジスタ３３．３
４のコレクタ電圧Ｖ。

１，Ｖｏ２に応じて電流■。

を■Ｐ１，■Ｐ２に分配する。

例えばＶ。１−Ｖｏ２（すなわちＩ１−Ｉ２のときトラ
ンジスタ３５，３６は等しく導通し、電流■。

は等しくトランジスタ３５．３６に分流される。

まだｖ。１〉Ｖｏ２（Ｉ１〉■２）のときはトランジス
タ３６に多く電流が分流し、トランジスタ３５はカット
オフに近づく。

反対にＶｏ１〈ｖｏ２（■１〈■２）のときにはトラン
ジスタ３５に多く電流が分流し、トランジスタ３６はカ
ットオフに近づく。

Ｉ１＝１２でトランジスタ３５および３６がともに導通
状態にあるときベース電位Ｖ。

１，Ｖｏ２はともにトランジスタ３５，３６のエミツタ
共通接続点ａの電位よりベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ
だけ下がった電位となる。

ａ点の電位は接地電位からトランジスタ３３又は３４の
ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥおよびダイオード３９０
両端間電圧（■ＢＦ）上がった電位、即ち２ｖＢＥに常
に保たれるためトランジスタ３５，３６のベース電位Ｖ
０１，Ｖ０２はともにＶＢＥにクランプされる。

また■１〉■２でトランジスタ３６が導通、３５が非導
通の場合、トランジスタ３６のベース電位Ｖ０２は同様
にａ点電位よりＶＢＥたけ下がった電圧ＶＢＥにクラン
プされ、トランジスタ３５０ベース電位Ｖ０１は入力電
流の大きさに応じてＶｍまで上昇する。

反対に■１〈■２でトランジスタ３５が導通、３６が非
導通の場合、トランジスタ３５のベース電位Ｖ０１がＶ
ＢＥにクランプされトランジスタ３６のベース電位Ｖ０
２はＶｍまで上昇する。

この特性を図示したのが第４図であるここで過渡領域△
ｉは入力の電流源■１，■２の等価抵抗やトランジスタ
３３．３４の出力抵抗が無限大であれば零になる。

逆にそれらの抵抗を加減することにより△ｉの過渡領域
を任意に変化させることもできる。

さて次に第３図において入力端子３１，３２に第５図ａ
，ｂに示すように互いに位相が１８０°異なる正弦波が
加わったとして、全体の回路の両波整流作用について説
明する。

この場合入力の電流源■１をＩ１＝Ｉ＋△ｉ（△ｉ：正
弦波成分）電流源■２を１２＝１−△ｉとする。

先ず入力端子３１に供給される正弦波の正の半サイクル
（入力端子３２に供給される正弦波の負の半サイクル）
では、前述のように１１〉１２であり、トランジスタ３
３．３４のコレクタ電位ｖｏ１，ｖｏ２はＶ０１〉Ｖｏ
２となり、したがってＶ０２はｖＢＥにクランプされ、
Ｖｏ１はある電圧Ｖｍにまで上昇する。

これにより整流用ダイオード４０が導通する。

またこのときトランジスタ３６が導通し、トランジスタ
３４のコレクタ電圧Ｖ０２はトランジスタ３６およびダ
イオード３９を通してトランジスタ３４０ベースに負帰
還される。

従ってトランジスタ３４のコレクタ電流Ｉｎ２は入力電
流■２＝■一△ｉと等しくなる。

するとＩｎ１＝Ｉｎ２の関係からトランジスタ３３のコ
レクタ電流Ｉｎ１もＩｎ１−１２−■一△ｉとなる。

この場合トランジスタ３３のコレクタと入力端子３１と
の接続点で考えると、この接続点にはＩ１＝Ｉ＋△ｉの
電流が流入するのでＩ１−Ｉ２＝１＋△ｉ一（Ｉ−△ｉ
）−２△ｉなる電流が外に流れ出さなくてはならない。

すなわちこの電流２△ｉはダイオード４０および抵抗４
２を介して流れ出し、出力電圧Ｖ。

−２△ｉＲが発生する。

一方入力端子３１に供給される正弦波の負の半サイクル
（入力端子３２に供給される正弦波の正の半サイクル）
ではＩ２〉Ｉ１であり、同様の理論で２△ｉなる電流が
ダイオード４１、抵抗４２を流れる。

したがって出力端子４３には同様にｖｏ−２△ｉＲなる
出力電圧が発生する。

この結果出力端子４３には第５図Ｃに示すような両波整
流電圧が得られる。

第６図に上記回路の入出力特性を示す。

図中入力電流■１，Ｉ２とトランジスタ３３，３４０コ
レクタ電圧Ｖ０１，ｖｏ２は第４図に示したものと同一
のものであり、出力電圧Ｖ。

は■１〉■２のときコレクタ電圧Ｖ。

１からダイオード４０の順方向降下ｖＢＥを減じた電圧
変化を示し、Ｉ１＜工２のときはＶ。

２からダイオード４１の順方向降下ＶＢＥを減じた電圧
変化を示す。

このような本発明の両波整流回路によると、電圧Ｖ０１
，Ｖ０２の低い方の電位（整流用ダイオ一ドのカットオ
フ側のアノード電位）は常にＶにクランプされ、それ以
下に下がることがない。

従って整流用ダイオード４０．４１のスイッチング動作
円滑に行われ、良好な両波整流特性を示す。

また回路部Ａは比較的簡単で、ＩＣ化にも適し、しかも
温度変動が互いにキャンセルされる構成となっているの
で温度特性も良好である。

第７図は本発明の他の実施例を示すもので、第３図の回
路部Ａに対応した回路部分を示している，この回路が第
３図の回路部Ａと異なる点はトランジスタ３５．３６に
代えてダイオード７５．７６を接続するとともにダイオ
ード３９をトランジスタ７９に代えたものである。

回路動作は第３図の場合とほとんど同じである。

すなわちダイオードの共通接続点の電位は接地電位から
トランジスタ３３又は３４およびトランジスタ７９のＶ
ＢＥ上がった電位２ＶＢＦに保たれ、入力電流がＩ１一
Ｉ２のときは電流■０はダイオード７５，７６に等しく
流れ、これらダイオード７５，７６のカンード電位Ｖ０
１，■０２はともに２ＶＢＥよりダイオード順方向降下
電圧ＶＢＥだけ下がった電位ｖＢＦに保たれる。

このような状態で入力電流Ｉ２が徐々に下がり、それに
ともなってＩ１が徐々に上昇する場合を考えるとダイオ
ード７６のカソード側の電位Ｖ０２が下降し、電流■０
の分電流がダイオード７６を介して入力電流■２の減少
を補う如く増加する。

この場合ダイオード７６側の電流の増加にともなってダ
イオード７５を流れる電流は減少するようになるが、ト
ランジスタ３３．３４を流れる電流は等しいため、ダイ
オード７５からの電流の減少分を補うように入力電流源
■１より電流が流れこむ。

このため、ダイオード７５，７６のカソード電位はｖＢ
Ｅに保たれる。

次に入力電流■２の減少分が電流Ｉ０以上になると，■
０では補いきれなくなり、トランジスタ３４の電流が減
少し、これに伴ってトランジスタ３３の電流も小さくな
る。

しかるに入力電流■１は増加しているので、トランジス
タ３３のコレクタとダイオード７５のカソードとの接続
点電位Ｖ０１は急激に上昇するようになる。

入力電流■２が１１よシも大きくなる場合も同様の動作
により■１が■２より■０以上に小さくなったときにＶ
０２が急激に上昇するようになる。

従ってその入出力特性は第８図に示すようになる。

このような実施例においても第３図に示した実施例と同
様の効果を得ることができることが明らかである。

以上説明したように、本発明によると、従来のリニア集
積回路で構成された両波整流回路に比べて、比較的簡単
な構成で、かつ良好な性能を示す両波整流回路が提供で
きる。

なお、上記第３図の実施例において回路部Ａが第４図の
ような動作特性を示すことから、これを単独で比較回路
として用いることができることが明らかであろう。

もしこれを比較回路として用いるなら特に指示装置等に
有効であろう。

すなわち、それは入力の電流源■１，■２が等しいとき
、出力電圧Ｖ０１，■０２は共に低レベルになるという
特異な特性による。

（従来ではこの場合出力電圧Ｖ０１，Ｖ０２は高低レベ
ルの或る中間のレベルになるような特性を有していた。

）例えば高級ＦＭチューナでは同調指示器として１シグ
ナルメータ”と“チューニングメータ”と称するメータ
が設けられているが、上記比較回路を後者のチューニン
グメータの代用として用いると極めて視覚的な表示がで
きる。

即ちＦＭ検波器の出力をこの比較回路に加え、その出力
により２つのランプや発光ダイオードを点灯すると、同
調中点で両方が消灯し、同調周波数が高低いずれかにず
れると、片方のみが点灯する。

更にそれがダイヤルを回すべき方向を示すような位置と
形状にすれば、極めて視覚的に明解な表示ができる。

これは応用の一例であるがその他にも種々の応用が可能
である。

また第７図に示す回路は三値比較回路として用いること
ができる。

【図面の簡単な説明】第１図および第２図はそれぞれ従来のリニア集積回路で
構成された両波整流回路図、第３図は本発明の一実施例
による両波整流回路図、第４図は第３図の回路部Ａの入
出力特性図、第５図は第３図に示す両波整流回路におけ
る入力および出力波形図、第６図は第３図に示す両波整
流回路の入出力特性図、第１図は第３図の回路部Ａを変
形して構成された回路、第８図はその入出力特性図であ
る。 ■１，■２・・・入力の電流源３１．３２・・・入力
端子３３〜３６・・・トランジスタ３９・・・ダイ
オード４０．４１・・・ダイオード４３・・・出力端
子。

Claims

【特許請求の範囲】

１ペース同志およびエミツタ同志が互いに共通接続さ
れコレクタにそれぞれ入力電流が供給される第１および
第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジ
スタの共通ペースにｐＮ接合を含む半導体素子を介して
電流を供給する手段と、前記半動体素子の上記電流が供
給される電極と前記第１および第２のトランジスタのコ
レクタ間にそれぞれ接続されたｐＮ接合を含む半導体素
子と、前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの
コレクタと出力端子間に接続された半導体整流素子とを
具備することを特徴とする両波整流回路。