JPS5856528A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPS5856528A JPS5856528A JP56153634A JP15363481A JPS5856528A JP S5856528 A JPS5856528 A JP S5856528A JP 56153634 A JP56153634 A JP 56153634A JP 15363481 A JP15363481 A JP 15363481A JP S5856528 A JPS5856528 A JP S5856528A
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- semiconductor
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- winding
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は半導体の駆動回路に係り、特にパワトランジス
タ、ＧＴＯ，ＭＯＳ ＦＥＴ等の半導体素子を高速でタ
ーンオフさせるに好適な駆動回路に関する。
タ、ＧＴＯ，ＭＯＳ ＦＥＴ等の半導体素子を高速でタ
ーンオフさせるに好適な駆動回路に関する。
従来ノパワトランジスタの駆動回路は、ベース駆動用変
圧器を介して駆動する方式が広く用いられている。この
方式は、ベース駆動用変圧器中に蓄積される励磁電流の
放出によって逆方向にべ一スミ流を流し、ターンオフ時
間の短縮を図っている。しかしこの方式では、ベース駆
動用変圧器中に蓄積される励磁電流が、トランジスタの
導通時間を制御する制御時間に比例して変化する為、導
通時間を短かく制御しようとする程逆方向のベース電流
が減少し、トランジスタのターンオフ時間が長くなる欠
点があった。
圧器を介して駆動する方式が広く用いられている。この
方式は、ベース駆動用変圧器中に蓄積される励磁電流の
放出によって逆方向にべ一スミ流を流し、ターンオフ時
間の短縮を図っている。しかしこの方式では、ベース駆
動用変圧器中に蓄積される励磁電流が、トランジスタの
導通時間を制御する制御時間に比例して変化する為、導
通時間を短かく制御しようとする程逆方向のベース電流
が減少し、トランジスタのターンオフ時間が長くなる欠
点があった。
まだ、ＧＴＯのターンオフに必要なゲート電流（以下オ
フゲート電流）は、立上りの速いパルス電流を流す程タ
ーンオフ時間を短かくできる。オフゲート電流の立上シ
を速くするには、オフゲート電流を供給する電源の電圧
を高くすることで可能となるが、ＧＴＯのゲート、カソ
ード間の耐電圧が２０Ｖ程度であり、オフゲート電流を
供給する電源の電圧に制限を与える。この為、従来のＧ
ＴＯのゲート回路は、ＧＴＯを高速度でターンオフさせ
る為、オフゲート電流の流れ始めは高い電圧を出力でき
、ターンオフの進行に従ってゲート回路の出力電圧を低
下させる方式等が用いられており、ゲート回路の複雑化
を招いていた。
フゲート電流）は、立上りの速いパルス電流を流す程タ
ーンオフ時間を短かくできる。オフゲート電流の立上シ
を速くするには、オフゲート電流を供給する電源の電圧
を高くすることで可能となるが、ＧＴＯのゲート、カソ
ード間の耐電圧が２０Ｖ程度であり、オフゲート電流を
供給する電源の電圧に制限を与える。この為、従来のＧ
ＴＯのゲート回路は、ＧＴＯを高速度でターンオフさせ
る為、オフゲート電流の流れ始めは高い電圧を出力でき
、ターンオフの進行に従ってゲート回路の出力電圧を低
下させる方式等が用いられており、ゲート回路の複雑化
を招いていた。
さらに、ＭＯＳＦＥＴの大容量化に伴って、Ｍｏ５ＦＥ
Ｔ内部に存在する等価容量も大きくなっている。ＭＯＳ
Ｉｉ”ＥＴのスイッチング時間は、ＭＯ８ＦＥＴ内部
のゲート電極とノース電極間に存在する等価容量（ゲー
ト入力容量）の充放電時間で決定される為、ＭＯＳＦＥ
Ｔの特徴である高速スイッチング特性を十分活用するに
は、スイッチング時にピーク値の大きな電流を流す必要
が生じ、ゲート駆動電力の増大、ゲート回路の大型化を
招いている。
Ｔ内部に存在する等価容量も大きくなっている。ＭＯＳ
Ｉｉ”ＥＴのスイッチング時間は、ＭＯ８ＦＥＴ内部
のゲート電極とノース電極間に存在する等価容量（ゲー
ト入力容量）の充放電時間で決定される為、ＭＯＳＦＥ
Ｔの特徴である高速スイッチング特性を十分活用するに
は、スイッチング時にピーク値の大きな電流を流す必要
が生じ、ゲート駆動電力の増大、ゲート回路の大型化を
招いている。
この様に、パワトランジスタ、ＧＴＯ。
ＭＯＳ、ＦＥＴ等の半導体素子は、いずれもターンオフ
時に立上シが速く、ピーク値の大きな負極性の駆動電流
を供給する程、ターンオフ時間が短縮し、高周波駆動が
可能となるが、駆動電力の増大、これに伴う回路の大型
化や、駆動回路の複雑化を招き、高周波駆動を容易に実
現できない欠点があった。
時に立上シが速く、ピーク値の大きな負極性の駆動電流
を供給する程、ターンオフ時間が短縮し、高周波駆動が
可能となるが、駆動電力の増大、これに伴う回路の大型
化や、駆動回路の複雑化を招き、高周波駆動を容易に実
現できない欠点があった。
本発明の目的は、簡単な構成で立上シが速く、ビー、り
値の大きな負極性の駆動電流を主回路から得る様にし、
半導体を高速にターンオフさせて高周波動作を容易にす
ると共に、半導体の駆動回路用電源の電力を低減させ、
小型、高効率の電力変換装置を提供することにある。
値の大きな負極性の駆動電流を主回路から得る様にし、
半導体を高速にターンオフさせて高周波動作を容易にす
ると共に、半導体の駆動回路用電源の電力を低減させ、
小型、高効率の電力変換装置を提供することにある。
本発明は、半導体にターンオフ指令が出力された後も、
蓄積時間の間は半導体が導通状態を保っていることを利
用したものである。主変圧器を介して負荷に電力の供給
を行う場合、半導体の蓄積時間は、主変圧器の各巻線に
電圧が誘起されたままになっている。このため、半導体
に負極性の駆動電流を流す巻線をもうけ、半導体に与え
られるターオフ指令によって負極性の駆動電流を流す様
にすれば、蓄積時間の間は負極性の駆動電流を得ること
ができる。
蓄積時間の間は半導体が導通状態を保っていることを利
用したものである。主変圧器を介して負荷に電力の供給
を行う場合、半導体の蓄積時間は、主変圧器の各巻線に
電圧が誘起されたままになっている。このため、半導体
に負極性の駆動電流を流す巻線をもうけ、半導体に与え
られるターオフ指令によって負極性の駆動電流を流す様
にすれば、蓄積時間の間は負極性の駆動電流を得ること
ができる。
半導体がターンオフした後は、主変圧器の各巻線に誘起
していた電圧が無くなる為、ターンオフ動作を終了した
半導体の制御電極に過大な逆電圧が印加される心配が無
い。この為、主変圧器に設けた負極性の駆動電流を流す
巻線から出力される電圧は十分高い値に設定でき、立上
りの速い負極性の駆動電流を得ることができる。
していた電圧が無くなる為、ターンオフ動作を終了した
半導体の制御電極に過大な逆電圧が印加される心配が無
い。この為、主変圧器に設けた負極性の駆動電流を流す
巻線から出力される電圧は十分高い値に設定でき、立上
りの速い負極性の駆動電流を得ることができる。
以下、本発明の一実施例を第１図によって説明する。第
１図は、１石フォワード型のスイッチングレギュレータ
であシ、半導体としてトランジスタＱＭを使用した場合
である。図において１は整流回路、ＣＭは入力平滑コン
デンサ、ＴＭは主変圧器であシ、０１ ！ ｎ２ ｔ
０３は主変圧器に設けた巻線であり、それぞれ１次巻
線、出力巻線、負極性Ωベース電流を供給する巻線であ
る。２は制御回路３及び、［・ランジスタＱＭに正極性
のペース電流を供給する駆動用電源、３は、出力電圧横
用信号Ｖｓによって、出力電圧を一定に保つ様にＱＭを
駆動する信号を形成する制御回路である。
１図は、１石フォワード型のスイッチングレギュレータ
であシ、半導体としてトランジスタＱＭを使用した場合
である。図において１は整流回路、ＣＭは入力平滑コン
デンサ、ＴＭは主変圧器であシ、０１ ！ ｎ２ ｔ
０３は主変圧器に設けた巻線であり、それぞれ１次巻
線、出力巻線、負極性Ωベース電流を供給する巻線であ
る。２は制御回路３及び、［・ランジスタＱＭに正極性
のペース電流を供給する駆動用電源、３は、出力電圧横
用信号Ｖｓによって、出力電圧を一定に保つ様にＱＭを
駆動する信号を形成する制御回路である。
４の出力整流ダイオード、５は出力平滑りアク］・／ｌ
−６の電流を還流させるダイオード、７は出力平滑コン
デンサである。８，９はそれぞれ、ＱＭのター／オフ時
に、ＴＭ中の励磁電流を放出させるダイオードと抵抗で
ある。ＤｌはＴＭの励磁電流を阻止するダイオード、Ｒ
Ｉは負極性のペース電流を制限する抵抗、Ｑ２は巻線ｎ
、の出力電流を、ＱＭをターンオフさせる時点まで阻止
するトランジスタである。ＴＢは、ＱＭの正極性のベー
ス電流を絶縁して流す為のベース駆動用変圧器、Ｒ２は
正極性のベース電流制限抵抗、Ｑｌは、３からの出力に
応じてスイッチングし、ＱＭを駆動するトランジスタ、
Ｒ２は、Ｑｌのターンオフ時に放出されるＴＢの励磁電
流を、Ｑ２のベース電流とする為のダイオードであり、
同時に正極性のベース電流供給時には、Ｑ２のエミッタ
、ベース間を順方向電圧降下によって逆バイアスする役
割も持つ。Ｒ８はＱ２のベース電流制限抵抗である。
−６の電流を還流させるダイオード、７は出力平滑コン
デンサである。８，９はそれぞれ、ＱＭのター／オフ時
に、ＴＭ中の励磁電流を放出させるダイオードと抵抗で
ある。ＤｌはＴＭの励磁電流を阻止するダイオード、Ｒ
Ｉは負極性のペース電流を制限する抵抗、Ｑ２は巻線ｎ
、の出力電流を、ＱＭをターンオフさせる時点まで阻止
するトランジスタである。ＴＢは、ＱＭの正極性のベー
ス電流を絶縁して流す為のベース駆動用変圧器、Ｒ２は
正極性のベース電流制限抵抗、Ｑｌは、３からの出力に
応じてスイッチングし、ＱＭを駆動するトランジスタ、
Ｒ２は、Ｑｌのターンオフ時に放出されるＴＢの励磁電
流を、Ｑ２のベース電流とする為のダイオードであり、
同時に正極性のベース電流供給時には、Ｑ２のエミッタ
、ベース間を順方向電圧降下によって逆バイアスする役
割も持つ。Ｒ８はＱ２のベース電流制限抵抗である。
本構成のスイッチングレギュレータの動作は一般に良く
知られているので、動作の説明は省略し、ＱＭのスイッ
チング時の動作のみ述べることにする。
知られているので、動作の説明は省略し、ＱＭのスイッ
チング時の動作のみ述べることにする。
制御回路３から、ＱＬにベース電流が供給されると、Ｑ
ｌがターンオンし、ベース駆動用トランスＴｎの巻線ｎ
４ ｅ Ｒ５には、図示黒丸を正極性とする電圧が誘起
され、ＱＭに正極性のベース電流が供給されて、ＱＭが
ター／オンする。ＱＭのターンオンによって、ＴＭの各
巻線には図示黒丸を正極性とする電圧が誘起し、巻線ｎ
、、ｎ２に電流が流れる。これと同時に巻線ｎ、にも図
示黒丸を正極性とする電圧が誘起している。しかし、ト
ランジスタＱ２は、ＱＭに供給している正極性のベース
電流がダイオードＤ２に流れる為、Ｒ２の電゛圧降下に
よってエミッタ、ベース間が逆バイアスされていること
により、正極性のベース電流がＱＭに与えられている間
は確実にオフ状態を持続する。このため、’ＱＭのオン
期間には、巻線ｎ３に電圧が誘起されるだけで電流はＱ
２がターンオンするまで流れることができない。
ｌがターンオンし、ベース駆動用トランスＴｎの巻線ｎ
４ ｅ Ｒ５には、図示黒丸を正極性とする電圧が誘起
され、ＱＭに正極性のベース電流が供給されて、ＱＭが
ター／オンする。ＱＭのターンオンによって、ＴＭの各
巻線には図示黒丸を正極性とする電圧が誘起し、巻線ｎ
、、ｎ２に電流が流れる。これと同時に巻線ｎ、にも図
示黒丸を正極性とする電圧が誘起している。しかし、ト
ランジスタＱ２は、ＱＭに供給している正極性のベース
電流がダイオードＤ２に流れる為、Ｒ２の電゛圧降下に
よってエミッタ、ベース間が逆バイアスされていること
により、正極性のベース電流がＱＭに与えられている間
は確実にオフ状態を持続する。このため、’ＱＭのオン
期間には、巻線ｎ３に電圧が誘起されるだけで電流はＱ
２がターンオンするまで流れることができない。
次ＫＱ、ｒのターンオフ時について述べる。制御回路３
からトランジスタＱ１に供給されるベース電流がしゃ断
されると、ＱＬがターンオフする。
からトランジスタＱ１に供給されるベース電流がしゃ断
されると、ＱＬがターンオフする。
これにより、Ｑ、の導通時に変圧器ＴＢ中に流れていた
励磁電流によって巻線ｎ４ ＋ ”５には図示黒丸と逆
方向を正極性とする電圧が発生し、巻線ｎ、から抵抗Ｒ
ａ 、Ｑ２のベース、エミッタ、ＱＭのエミッタ、ベー
スを通る電流が流れ、Ｑ２がター７オンする。Ｑ２がタ
ーンオンした時点では、ＱＭの正極性のベース電流はし
ゃ断されているが、ＱＭはただちにターンオフできず、
蓄積時間の間はオン状態を接続しているため、主変圧器
ＴＭの各巻線には図示黒丸を正極性とする電圧が誘起し
たままとなっている。従って、Ｑ２のターンオンによシ
、巻線ｎ３からはＱ２のコレクタ、エミッタ、ＱＭのエ
ミッタ、ベース、抵抗Ｒ１１ダイオードＤ１を通る電流
が流れ、ＱＭに負極性のベース電流を流す。Ｑ２のター
ンオンによって巻線ｎ、を流れる電流ＩＲは、回路各部
の電圧降下を無視すれば次式で与えられる。
励磁電流によって巻線ｎ４ ＋ ”５には図示黒丸と逆
方向を正極性とする電圧が発生し、巻線ｎ、から抵抗Ｒ
ａ 、Ｑ２のベース、エミッタ、ＱＭのエミッタ、ベー
スを通る電流が流れ、Ｑ２がター７オンする。Ｑ２がタ
ーンオンした時点では、ＱＭの正極性のベース電流はし
ゃ断されているが、ＱＭはただちにターンオフできず、
蓄積時間の間はオン状態を接続しているため、主変圧器
ＴＭの各巻線には図示黒丸を正極性とする電圧が誘起し
たままとなっている。従って、Ｑ２のターンオンによシ
、巻線ｎ３からはＱ２のコレクタ、エミッタ、ＱＭのエ
ミッタ、ベース、抵抗Ｒ１１ダイオードＤ１を通る電流
が流れ、ＱＭに負極性のベース電流を流す。Ｑ２のター
ンオンによって巻線ｎ、を流れる電流ＩＲは、回路各部
の電圧降下を無視すれば次式で与えられる。
ここに、ｖＣＭはコンデンサＣＭの充電々圧、ｎ、、Ｒ
３はそれぞれの巻線数である。
３はそれぞれの巻線数である。
（１）式より、ＱＭの負極性のベース電流はＲ３の巻線
数、抵抗Ｒ１の値によって自由に選定でき、十分大きな
負極性のベース電流をＱｖに供給できる。
数、抵抗Ｒ１の値によって自由に選定でき、十分大きな
負極性のベース電流をＱｖに供給できる。
負極性のベース電流によってＱＭのターンオフ時間が短
縮され、ＱＭがターンオフすると、ＴＭ中に流れていた
励磁電流が抵抗９、ダイオード８を通して放出されるが
、この時、ＴＭの各巻線には図示黒丸と逆方向を正極性
とする電圧が発生する。巻線３に発生したこの電圧は、
ダイオードＤ、によって阻止される。従って、ＱＭに与
えられる負極性のべ一ヌ電流は、ＱＭのターンオフと同
時にしゃ断されることにより、ターンオフを終了したＱ
、のベース電極に過大な逆電圧を印加する心配がない。
縮され、ＱＭがターンオフすると、ＴＭ中に流れていた
励磁電流が抵抗９、ダイオード８を通して放出されるが
、この時、ＴＭの各巻線には図示黒丸と逆方向を正極性
とする電圧が発生する。巻線３に発生したこの電圧は、
ダイオードＤ、によって阻止される。従って、ＱＭに与
えられる負極性のべ一ヌ電流は、ＱＭのターンオフと同
時にしゃ断されることにより、ターンオフを終了したＱ
、のベース電極に過大な逆電圧を印加する心配がない。
このことは、巻線ｎ３の出力電圧を十分大きく選定して
も、ＱＭのベース電極に過大な逆電圧が印加されないこ
とを意味している。
も、ＱＭのベース電極に過大な逆電圧が印加されないこ
とを意味している。
従って、巻線ｎ３の出力電圧はＱ、のベース、エミッタ
間逆耐電圧よりも十分大きく選定でき、Ｔｙの洩れイン
ダクタンスや、配線のインダクタンス等が存在しても、
立上シの速い負極性のベース電流を流すことができる。
間逆耐電圧よりも十分大きく選定でき、Ｔｙの洩れイン
ダクタンスや、配線のインダクタンス等が存在しても、
立上シの速い負極性のベース電流を流すことができる。
次に、Ｑｌがターンオンし、ＱＭに正極性のベース電流
が供給されると、ダイオードＤ２の電圧降下によって、
Ｑｌは速やかに、かつ確実にターンオフする。
が供給されると、ダイオードＤ２の電圧降下によって、
Ｑｌは速やかに、かつ確実にターンオフする。
以上の様に、本実施例に依れば、Ｑ、のターンオフ時に
、負極性のベース電流を主回路から得ることができるの
で、駆動用電源２は、ＱＭのターンオンに必要な電力を
供給すれば良く、従来の様にＴＢ中に蓄積した励磁電流
によってＱＭに負極性のベース電流を供給する方式に比
べ、駆動用電源２の必要電力は大略１／２で良い。これ
に伴ってＴｓ、Ｑ＋の小型化を図れることはｔうまでも
無い。
、負極性のベース電流を主回路から得ることができるの
で、駆動用電源２は、ＱＭのターンオンに必要な電力を
供給すれば良く、従来の様にＴＢ中に蓄積した励磁電流
によってＱＭに負極性のベース電流を供給する方式に比
べ、駆動用電源２の必要電力は大略１／２で良い。これ
に伴ってＴｓ、Ｑ＋の小型化を図れることはｔうまでも
無い。
また、本実施例ではターンオフを終了したＱＭのベース
電極に過大な逆電圧が印加される心配が無い為、巻線ｎ
、の出力電圧を十分高く選定でき、ＱＭの負極性のベー
ス電流の立上シを速くすることができると共に、（Ｉ）
式で示される如（Ｒ，及びｎ３の選定によってピーク値
の大きな電流を得ることができるので、ＱＭのターンオ
フ時間を大幅に短縮することができる。−実験例に依れ
ば、従来方式で１．５μＳｅＣのターンオフ時間である
ＱＭを、本実施例では０．３μｓｅｃのター／オフ時間
にできる効果を確認している。
電極に過大な逆電圧が印加される心配が無い為、巻線ｎ
、の出力電圧を十分高く選定でき、ＱＭの負極性のベー
ス電流の立上シを速くすることができると共に、（Ｉ）
式で示される如（Ｒ，及びｎ３の選定によってピーク値
の大きな電流を得ることができるので、ＱＭのターンオ
フ時間を大幅に短縮することができる。−実験例に依れ
ば、従来方式で１．５μＳｅＣのターンオフ時間である
ＱＭを、本実施例では０．３μｓｅｃのター／オフ時間
にできる効果を確認している。
第２図に、ＧＴＯを用いた場合の実施例を示す。
回路各部の動作は第１図の場合と同様である。
周知の通力、ＧＴＯはターンオフ時に短時間ではあるが
、ピーク値の大きなオフゲート電流を必要とし、このた
めに駆動用電源２の電力増大や、ゲート回路の複雑化を
招いている。また、ＧＴＯを高速ターンオフするには、
オフゲート電流の立上シを速くして、ピーク値の十分大
きな電流を供給することが必須不可欠である。
、ピーク値の大きなオフゲート電流を必要とし、このた
めに駆動用電源２の電力増大や、ゲート回路の複雑化を
招いている。また、ＧＴＯを高速ターンオフするには、
オフゲート電流の立上シを速くして、ピーク値の十分大
きな電流を供給することが必須不可欠である。
本実施例では、ＧＴＯのオフゲート電流を主回路から得
られる為、駆動電源２の電力低減と共に回路の小型化、
簡略化が可能である。寸だ、第１図の動作で述べた通り
、ＧＴＯのターンオフと供に、巻線ｎ８の出力電圧が反
転する為、ＧＴＯのゲート電極に過大な逆電圧を印加す
る心配が無く、巻線ｎ３の出力電圧をゲート、カソード
間逆耐電圧以上に選定できる。このことは、ピーク値の
大きな立上シの速いオフゲート電流を流せることを意味
し、ＧＴＯを高速ターンオフさせ得ることになる。
られる為、駆動電源２の電力低減と共に回路の小型化、
簡略化が可能である。寸だ、第１図の動作で述べた通り
、ＧＴＯのターンオフと供に、巻線ｎ８の出力電圧が反
転する為、ＧＴＯのゲート電極に過大な逆電圧を印加す
る心配が無く、巻線ｎ３の出力電圧をゲート、カソード
間逆耐電圧以上に選定できる。このことは、ピーク値の
大きな立上シの速いオフゲート電流を流せることを意味
し、ＧＴＯを高速ターンオフさせ得ることになる。
第３図にＭＯＳ ＦＥＴを用いた場合の実施例を示す。
図示しだＭＯＳ ＦＥＴはＮチャンネルのへ１０ｓ Ｆ
ＥＴであり、ゲート電極が、ソース電極に対して正極性
にバイアスされると導通し、バイアス電圧が取り去られ
るとターンオフする半導体素子である。本実施例は、第
１図の実施例のＱＭがＭｏＢ２に、Ｑ２がＭＯＳ２に、
ＱｌがＭＯＳ３にそれぞれ置き換えたもので、回路動作
は第１図、第２図の場合と同様である。
ＥＴであり、ゲート電極が、ソース電極に対して正極性
にバイアスされると導通し、バイアス電圧が取り去られ
るとターンオフする半導体素子である。本実施例は、第
１図の実施例のＱＭがＭｏＢ２に、Ｑ２がＭＯＳ２に、
ＱｌがＭＯＳ３にそれぞれ置き換えたもので、回路動作
は第１図、第２図の場合と同様である。
ＭＯＳ ＦＥＴの特徴は、トランジスタやＧ Ｔ Ｏ等
と比べ、スイッチング速度が速い、ゲートドライブ電力
が小さい等の優れた特徴を持つ。
と比べ、スイッチング速度が速い、ゲートドライブ電力
が小さい等の優れた特徴を持つ。
ＭＯＳ ＦＥＴのスイッチング速度は、八ｆ’ｓ ＦＥ
Ｔ内部に存在する等価容量に大きく依存し、ゲート、ソ
ース電極間に存在する等価容量（以下人力容重）の充放
電時間でスイッチング速度が決定される。
Ｔ内部に存在する等価容量に大きく依存し、ゲート、ソ
ース電極間に存在する等価容量（以下人力容重）の充放
電時間でスイッチング速度が決定される。
また、ＭＯＳ ＦＥＴの駆動電力も人力容量の充放電エ
ネルギーで決定される。
ネルギーで決定される。
最近へ４０８ ＰＥＴの大容量化が進み、従って入力容
量も大きくなる傾向にある。
量も大きくなる傾向にある。
これに伴い、ＭＯＳＦＥＴの高速スイッチング特性、低
駆動電力等の特徴を十分活用するには、ピーク値の大き
なゲート電流を低損失で供給できるゲート回路が必要と
なっている。
駆動電力等の特徴を十分活用するには、ピーク値の大き
なゲート電流を低損失で供給できるゲート回路が必要と
なっている。
本実施例に依れば、入力容量を充電する電力だけを駆動
用電源２から得、放電させる電力は主回路から得るため
、ＭＯＳＦＥＴの入力容量が増大しても、駆動用電源２
の電力を大幅に増大させること無い。また、第１図、第
２図の実施例で述べた通り、入力容量を放電させる電力
を主回路から得るため、短時間で入力容量の放電が可能
であり、ＭＯＳＦＥＴの入力容量が増大しても高速ター
ンオフ特性を失うことが無い。
用電源２から得、放電させる電力は主回路から得るため
、ＭＯＳＦＥＴの入力容量が増大しても、駆動用電源２
の電力を大幅に増大させること無い。また、第１図、第
２図の実施例で述べた通り、入力容量を放電させる電力
を主回路から得るため、短時間で入力容量の放電が可能
であり、ＭＯＳＦＥＴの入力容量が増大しても高速ター
ンオフ特性を失うことが無い。
第４図に、本発明をインバータに適用した場合の一実施
例を示す。図においてＣＭ［＋ ＣＭ２は入力平滑ダイ
オード、ＱＭ ［ｙ ＱＭ ２は主スイツチングトラン
ジスタ、ＴＢＩ 、ＴＢ２はそれぞれＱＭｌ 、ＱＭ２
を駆動するためのベース駆動用変圧器、ｎ４１ ＋ ｎ
５１ ＋ ”４２ ＋ ”５２はそれぞれＴｎＩ。
例を示す。図においてＣＭ［＋ ＣＭ２は入力平滑ダイ
オード、ＱＭ ［ｙ ＱＭ ２は主スイツチングトラン
ジスタ、ＴＢＩ 、ＴＢ２はそれぞれＱＭｌ 、ＱＭ２
を駆動するためのベース駆動用変圧器、ｎ４１ ＋ ｎ
５１ ＋ ”４２ ＋ ”５２はそれぞれＴｎＩ。
Ｔｎ２に設けた１次、２次巻線、ＴＭは主変圧器、ｎｌ
＋ ｎ２ ＋ ｎ３１ ＋ ｎ３２はＴｙに設けた巻
線、Ｄ５ 、Ｄｏは巻線ｎ３□、ｎ３２の出力を整流す
るダイオード、Ｒ４−Ｒ５はそれぞれＱＭｔ ＋ ＱＭ
２の負極性のベース電流を制限する抵抗、Ｑａ。
＋ ｎ２ ＋ ｎ３１ ＋ ｎ３２はＴｙに設けた巻
線、Ｄ５ 、Ｄｏは巻線ｎ３□、ｎ３２の出力を整流す
るダイオード、Ｒ４−Ｒ５はそれぞれＱＭｔ ＋ ＱＭ
２の負極性のベース電流を制限する抵抗、Ｑａ。
Ｑ４はそれぞれＱＭ ｔ ｔ ＱＭ ２の負極性のベー
ス電流をスイッチングするトランジスタ、Ｄ３’＋Ｄ４
はそれぞれＴｎ Ｌ 、 ＴＢ ２の励磁電流が放出さ
れる時、この電流をＱｓ、 Ｑ、のベース電流とする為
のダイオード、Ｒａ 、 Ｒ，はそれぞれＱ３１Ｑ４の
ベース電流制限抵抗、Ｑ、、ＱｅはそれぞれＱＭ（、Ｑ
Ｍ２の駆動用ダイオード、Ｄ、。
ス電流をスイッチングするトランジスタ、Ｄ３’＋Ｄ４
はそれぞれＴｎ Ｌ 、 ＴＢ ２の励磁電流が放出さ
れる時、この電流をＱｓ、 Ｑ、のベース電流とする為
のダイオード、Ｒａ 、 Ｒ，はそれぞれＱ３１Ｑ４の
ベース電流制限抵抗、Ｑ、、ＱｅはそれぞれＱＭ（、Ｑ
Ｍ２の駆動用ダイオード、Ｄ、。
Ｄ８は出力整流用ダイオードである。
図示した回路は、ハーフブリッジインバータの回路とし
て広く知°られておシ、インバータ動作の説明は省略す
る。制御回路３から、トランジスタＱ、にベース電流が
供給されると、Ｑａがターンオンし、駆動用電源２から
ベース駆動用変圧器Ｔｎｌを介してＱＭＩに正極性のベ
ース電流が供給され、ＱＭＩが導通状態となる。ＱＭＩ
の導通に依って、コンデンサＣＭＩからＴＭの巻線ｎ１
に電流が流れ、０２巻線から負荷に電力の供給がなされ
ると共に、巻線ｎ３１＋０３□には図示黒丸を正極性と
する電圧が誘起する。巻線ｎ３１の電流はトランジスタ
Ｑ３で、巻線ｎ３２の電流はダイオードＤ６で阻止され
ている為、両方の巻線には電圧が誘起されるだけで電流
は流れない。
て広く知°られておシ、インバータ動作の説明は省略す
る。制御回路３から、トランジスタＱ、にベース電流が
供給されると、Ｑａがターンオンし、駆動用電源２から
ベース駆動用変圧器Ｔｎｌを介してＱＭＩに正極性のベ
ース電流が供給され、ＱＭＩが導通状態となる。ＱＭＩ
の導通に依って、コンデンサＣＭＩからＴＭの巻線ｎ１
に電流が流れ、０２巻線から負荷に電力の供給がなされ
ると共に、巻線ｎ３１＋０３□には図示黒丸を正極性と
する電圧が誘起する。巻線ｎ３１の電流はトランジスタ
Ｑ３で、巻線ｎ３２の電流はダイオードＤ６で阻止され
ている為、両方の巻線には電圧が誘起されるだけで電流
は流れない。
次に、制御回路３からＱ、に供給されていたベース電流
がしゃ断され、Ｑａがターンオフすると、 。
がしゃ断され、Ｑａがターンオフすると、 。
Ｑ、のオン期間にＴｎＩ中に蓄積された励磁電流が抵抗
Ｒａ 、 Ｑａのベース、エミッタ、ＱＭＩのエミッタ
、ベースを通して放出され、Ｑａがターンオンする。Ｑ
、のターンオン直後ハ、ＱＭ ｌ （７）蓄積時間によ
シ、主変圧器ＴＭの各巻線には図示黒丸を正極性とする
電圧が誘起されておシ、巻線ｎ３１からＱａのコレクタ
、エミッタ、ＱＭＩ のエミッタ、ベースを通して電流
が流れ、ＱＭＩを高速度でターンオフする。ＱＭＩ の
ターンオフによって、ＴＭの各巻線には図示黒丸と逆方
向を正極性とする電圧が誘起するが、巻線ｎ３ｔの電圧
はダイオードＤ、で、巻線ｎ３２の電圧はトランジスタ
Ｑ４で阻止する為、電流は流れない。ＱＭ２が動作する
時も同様に各部が働き、ＱＭ２を高速度でター／オフさ
せる。
Ｒａ 、 Ｑａのベース、エミッタ、ＱＭＩのエミッタ
、ベースを通して放出され、Ｑａがターンオンする。Ｑ
、のターンオン直後ハ、ＱＭ ｌ （７）蓄積時間によ
シ、主変圧器ＴＭの各巻線には図示黒丸を正極性とする
電圧が誘起されておシ、巻線ｎ３１からＱａのコレクタ
、エミッタ、ＱＭＩ のエミッタ、ベースを通して電流
が流れ、ＱＭＩを高速度でターンオフする。ＱＭＩ の
ターンオフによって、ＴＭの各巻線には図示黒丸と逆方
向を正極性とする電圧が誘起するが、巻線ｎ３ｔの電圧
はダイオードＤ、で、巻線ｎ３２の電圧はトランジスタ
Ｑ４で阻止する為、電流は流れない。ＱＭ２が動作する
時も同様に各部が働き、ＱＭ２を高速度でター／オフさ
せる。
本実施例によっても、第１図と同様の効果を得ることが
できる。
できる。
また、第２図、第３図に示・した様にノ・−７ブリツジ
インバ一タ回路にＧＴＯ，ＭＯＳ ＦＥＴを使用した場
合も、同様に本発明が実施できる。
インバ一タ回路にＧＴＯ，ＭＯＳ ＦＥＴを使用した場
合も、同様に本発明が実施できる。
また、本実施例は、プッシュプルインノく一夕やブリッ
ジインバータ、１石フンイバツフコンノ（−タ等にも適
用できることは第１図〜第４図の実施例から明らかであ
る。
ジインバータ、１石フンイバツフコンノ（−タ等にも適
用できることは第１図〜第４図の実施例から明らかであ
る。
本発明によれば、立上シが速く、ピーク値の大きな負極
性の駆動電流を主回路から半導体に供給できるため、半
導体を従来の回路方式に比較し５倍程度の高速度でター
ンオフさせることができ、高周波動作を簡単な駆動回路
で実現できる。ｔた半導体の駆動回路用電源の電力を従
来の１／２以下にでき、小型、高効率の電力変換装置を
提供できる効果がある。
性の駆動電流を主回路から半導体に供給できるため、半
導体を従来の回路方式に比較し５倍程度の高速度でター
ンオフさせることができ、高周波動作を簡単な駆動回路
で実現できる。ｔた半導体の駆動回路用電源の電力を従
来の１／２以下にでき、小型、高効率の電力変換装置を
提供できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図〜第４図は
本発明の他の実施例を示す図である。 ＱＭＩ ＱＭ ｌ ＋ ＱＭ２・・・主スイツチングト
ランジスタ、ＧＴＯ・・・ゲートター／オフサイリスタ
、ＭＯ８Ｉ・・・ＭＯＳ ＦＥＴ、ＴＭ・・・主変圧器
、ＴＢ・・・ベース駆動用変圧器、ｎ３ ｐ ”３１
＋ ｎ３２・・・負極性駆動電流供給巻線、Ｑ２ 、”
ＭＯＳ２．Ｑｓ 、Ｑ４・・・負 １第 ２ 図
本発明の他の実施例を示す図である。 ＱＭＩ ＱＭ ｌ ＋ ＱＭ２・・・主スイツチングト
ランジスタ、ＧＴＯ・・・ゲートター／オフサイリスタ
、ＭＯ８Ｉ・・・ＭＯＳ ＦＥＴ、ＴＭ・・・主変圧器
、ＴＢ・・・ベース駆動用変圧器、ｎ３ ｐ ”３１
＋ ｎ３２・・・負極性駆動電流供給巻線、Ｑ２ 、”
ＭＯＳ２．Ｑｓ 、Ｑ４・・・負 １第 ２ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、半導体の制＠１電極にターンオン時には正極性の駆
動電流を供給し、ターンオフ時には負極性の駆動電流を
供給する半導体の駆動回路において、上記正極性の駆動
電流は駆動回路用電源から供給し、上記負極性の駆動電
流は主回路から供給する様にしたことを特徴とする半導
体の駆動回路。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記負極性の駆動
電流は、負荷に電力の供給を行なう変圧器に設けた巻線
から供給する様にしたことを特徴とする半導体の駆動回
路。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記負極性の駆動
電流を供給する巻線は、半導体スイッチと第１のダイオ
ードを介して前記半導体の制御電極と、一方の主電極に
接続することを特徴とする半導体の駆動回路。 ４、特許請求の範囲第３項において、前記正極性の駆動
電流は駆動回路用電源から駆動用変圧器を介して供給す
ると共に、前記半導体スイッチは上記駆動用変圧器の励
磁電流の放出によってターンオンする様にしたことを特
徴とする半導体の駆動回路。 ５、特許請求の範囲第４項において、前記駆動用変圧器
の出力巻線は、一方が半導体の制御電極に接続され、他
方は第２のダイオードを介して半導体の一方の主電極に
接続されると共に、前記半導体スイ゛ツチの制御電極は
、上記第２のダイオードのカソード側に、上記一方の主
電極はアノード側に接続されることを特徴とする半導体
の駆動回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56153634A JPS5856528A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | スイッチング電源 |
| US06/424,369 US4499530A (en) | 1981-09-30 | 1982-09-27 | Switching power supply apparatus |
| EP82109012A EP0075947B1 (en) | 1981-09-30 | 1982-09-29 | Switching power supply apparatus |
| DE8282109012T DE3273040D1 (en) | 1981-09-30 | 1982-09-29 | Switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56153634A JPS5856528A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5856528A true JPS5856528A (ja) | 1983-04-04 |
| JPH0226813B2 JPH0226813B2 (ja) | 1990-06-13 |
Family
ID=15566792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56153634A Granted JPS5856528A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5856528A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6114213A (ja) * | 1984-06-30 | 1986-01-22 | Yokohama Rubber Co Ltd:The | 紫外線硬化型樹脂組成物 |
| JPS6160764A (ja) * | 1984-09-03 | 1986-03-28 | Dainichi Seika Kogyo Kk | 金属薄膜被覆組成物 |
| JPS61187124U (ja) * | 1985-05-14 | 1986-11-21 | ||
| JPS63272222A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-09 | Fanuc Ltd | プリドライブ回路 |
| CN104202036A (zh) * | 2014-08-15 | 2014-12-10 | 广东易事特电源股份有限公司 | 无损的晶闸管驱动电路 |
| EP4601169A1 (en) * | 2024-02-08 | 2025-08-13 | Schneider Electric Industries Sas | Supply circuit for rendering controlled supply power |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5081666A (ja) * | 1973-11-21 | 1975-07-02 | ||
| JPS5228852A (en) * | 1975-08-29 | 1977-03-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power switching transistor drive circuit |
| JPS5235569A (en) * | 1975-09-12 | 1977-03-18 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor switch device |
| JPS5625828A (en) * | 1979-06-01 | 1981-03-12 | Gould Advance Ltd | Semiconductor switching circuit |
| JPS56123123A (en) * | 1980-03-04 | 1981-09-28 | Nec Corp | Switching circuit |
-
1981
- 1981-09-30 JP JP56153634A patent/JPS5856528A/ja active Granted
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5081666A (ja) * | 1973-11-21 | 1975-07-02 | ||
| JPS5228852A (en) * | 1975-08-29 | 1977-03-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power switching transistor drive circuit |
| JPS5235569A (en) * | 1975-09-12 | 1977-03-18 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor switch device |
| JPS5625828A (en) * | 1979-06-01 | 1981-03-12 | Gould Advance Ltd | Semiconductor switching circuit |
| JPS56123123A (en) * | 1980-03-04 | 1981-09-28 | Nec Corp | Switching circuit |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS6114213A (ja) * | 1984-06-30 | 1986-01-22 | Yokohama Rubber Co Ltd:The | 紫外線硬化型樹脂組成物 |
| JPS6160764A (ja) * | 1984-09-03 | 1986-03-28 | Dainichi Seika Kogyo Kk | 金属薄膜被覆組成物 |
| JPS61187124U (ja) * | 1985-05-14 | 1986-11-21 | ||
| JPS63272222A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-09 | Fanuc Ltd | プリドライブ回路 |
| CN104202036A (zh) * | 2014-08-15 | 2014-12-10 | 广东易事特电源股份有限公司 | 无损的晶闸管驱动电路 |
| CN104202036B (zh) * | 2014-08-15 | 2017-07-18 | 广东易事特电源股份有限公司 | 无损的晶闸管驱动电路 |
| EP4601169A1 (en) * | 2024-02-08 | 2025-08-13 | Schneider Electric Industries Sas | Supply circuit for rendering controlled supply power |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0226813B2 (ja) | 1990-06-13 |
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