JPS5858907B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPS5858907B2 JPS5858907B2 JP14809478A JP14809478A JPS5858907B2 JP S5858907 B2 JPS5858907 B2 JP S5858907B2 JP 14809478 A JP14809478 A JP 14809478A JP 14809478 A JP14809478 A JP 14809478A JP S5858907 B2 JPS5858907 B2 JP S5858907B2
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- Japan
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- voltage
- converter
- terminal
- isolated switching
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、変換効率が大きいＤＣ−ＤＣコンバークを有
する電源装置に関するものである。
する電源装置に関するものである。
直流電源電圧■１を無線装置等に要求される直流電圧■
２に変換する為に第１図に示すようにスイッチング型の
ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられティる。
２に変換する為に第１図に示すようにスイッチング型の
ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられティる。
このような従来のＤＣ−ＤＣコンバータは変換効率が約
８０係程度である。
８０係程度である。
又太陽電池を二次電池のフローティング充電電源とする
無人無線中継局が実現しており、太陽電池はエンジン発
電機等に比較して保守が殆んど不要である利点があるが
、大出力のものは非常に高価なものとなるから、無線中
継装置を低消費電力化することにより、二次電池の小容
量化並びに太陽電池の小容量化が図られている。
無人無線中継局が実現しており、太陽電池はエンジン発
電機等に比較して保守が殆んど不要である利点があるが
、大出力のものは非常に高価なものとなるから、無線中
継装置を低消費電力化することにより、二次電池の小容
量化並びに太陽電池の小容量化が図られている。
このような無線中継装置の電源としては、従来のスイッ
チング型のＤＣ−ＤＣコンバータでは効率が未だ充分で
はない。
チング型のＤＣ−ＤＣコンバータでは効率が未だ充分で
はない。
本発明は、直流電圧の変換効率を向上した電源装置を提
供することを目的とし、又負荷としてマイクロ波ＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）増幅器を用いた場合の電源装
置を提供することを目的とするものである。
供することを目的とし、又負荷としてマイクロ波ＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）増幅器を用いた場合の電源装
置を提供することを目的とするものである。
以下実施例について詳細に説明する。
第２図は本発明の実施例のブロック線図であり、１は太
陽電池、２は逆流阻止用ダイオード、３は二次電池、４
は電源スィッチ、５は絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコ
ンバータ、ａ、ｂは入力端子、ｃ、ｄは出力端子、ｅは
制御端子、６はＤＣ−ＤＣコンバータ、１は電圧検出回
路、８は保護回路、９はマイクロ波ＦＥＴ増幅器を有す
る無線装置、Ｒ１，Ｒ２は電圧分割用の抵抗である。
陽電池、２は逆流阻止用ダイオード、３は二次電池、４
は電源スィッチ、５は絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコ
ンバータ、ａ、ｂは入力端子、ｃ、ｄは出力端子、ｅは
制御端子、６はＤＣ−ＤＣコンバータ、１は電圧検出回
路、８は保護回路、９はマイクロ波ＦＥＴ増幅器を有す
る無線装置、Ｒ１，Ｒ２は電圧分割用の抵抗である。
絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５は、出力端
子ｄと入力端子ａとが接続され、出力端子Ｃと入力端子
すとの間の電圧を出力電圧■２として無線装置９に加え
るものであり、出力電圧■２を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分
圧して制御電圧とし、制御端子ｅに制御電圧を加えて出
力電圧■２の安定化を図るものである。
子ｄと入力端子ａとが接続され、出力端子Ｃと入力端子
すとの間の電圧を出力電圧■２として無線装置９に加え
るものであり、出力電圧■２を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分
圧して制御電圧とし、制御端子ｅに制御電圧を加えて出
力電圧■２の安定化を図るものである。
二次電池３の電圧■１が入力端子ａ、ｂに加えられ、■
、＜ｖ２の出力電圧ｖ２が得られるものであるが、絶縁
型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５により変換され
る電圧は（Ｖ２ Ｖｌ ）であり、その変換出力電圧
に電圧Ｖ、が加算されて出力電圧ｖ２となるものである
。
、＜ｖ２の出力電圧ｖ２が得られるものであるが、絶縁
型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５により変換され
る電圧は（Ｖ２ Ｖｌ ）であり、その変換出力電圧
に電圧Ｖ、が加算されて出力電圧ｖ２となるものである
。
従って総合変換効率ηは、絶縁型スイッチングＤＣ
自身の変換効率をη′とすると、
ＤＣコンバータ５
となる。
例えばＶ、＝６Ｖ、Ｖ２＝１２Ｖ、η７８０係とすると
、η−９０％となる。
、η−９０％となる。
即ち従来のＤＣ−ＤＣコンバータによる変換効率η′よ
り大きな変換効率ηとなる。
り大きな変換効率ηとなる。
二次電池３は太陽電池１により逆流阻止用ダイオード２
を介してフローティング充電されており電源スィッチ４
をオンとすることにより前述の如く二次電池３の電圧ｖ
１が電圧ｖ２に変換されて無線装置９に供給される。
を介してフローティング充電されており電源スィッチ４
をオンとすることにより前述の如く二次電池３の電圧ｖ
１が電圧ｖ２に変換されて無線装置９に供給される。
この電圧■２をマイクロ波ＦＥＴ増幅器のドレイン電圧
とすると、ドレイン電圧が確立する前にゲート電圧を印
加する必要がある。
とすると、ドレイン電圧が確立する前にゲート電圧を印
加する必要がある。
そこでゲート電圧を発生する為のＤＣ−ＤＣコンバータ
６の出力電圧を電圧検出回路７で検出し、保護回路８の
接点をオフとするものである。
６の出力電圧を電圧検出回路７で検出し、保護回路８の
接点をオフとするものである。
即ち保護回路８の接点がオンであると、絶縁型スイッチ
ングＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御端子ｅには、入力端
子ａ、ｂに加わる電圧■１が制御電圧として加えられる
ので、絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５の出
力電圧■２は低くなるように制御されることになる。
ングＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御端子ｅには、入力端
子ａ、ｂに加わる電圧■１が制御電圧として加えられる
ので、絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５の出
力電圧■２は低くなるように制御されることになる。
そしてＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧が確立される
と、電圧検出回路７により保護回路８の接点がオフとな
り、出力電圧■２が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて制御電
圧となり、従って絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバ
ータ５は正常に作動し、マイクロ波ＦＥＴ増幅器のドレ
イン電圧を印加することができるものとなる。
と、電圧検出回路７により保護回路８の接点がオフとな
り、出力電圧■２が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて制御電
圧となり、従って絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバ
ータ５は正常に作動し、マイクロ波ＦＥＴ増幅器のドレ
イン電圧を印加することができるものとなる。
第３図は絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの一
例の回路構成を示すもので、５１は抵抗、５２はツェナ
ーダイオード、５３は比較器、５４はパルス発生回路、
５５，５６はスイッチングトランジスタ、５７はコンデ
ンサ、５８はトランス、５９．６０はダイオード、６１
はインダクタンス、６２はコンデンサである。
例の回路構成を示すもので、５１は抵抗、５２はツェナ
ーダイオード、５３は比較器、５４はパルス発生回路、
５５，５６はスイッチングトランジスタ、５７はコンデ
ンサ、５８はトランス、５９．６０はダイオード、６１
はインダクタンス、６２はコンデンサである。
入力端子ａ、ｂに加えられた二次電池３の電圧は、抵抗
５１とツェナーダイオード５２とにより分圧されて一定
の基準電圧となり、比較器５３により基準電圧と制御端
子ｅに加えられる制御電圧とが比較され、比較出力がパ
ルス発生回路５４に加えられる。
５１とツェナーダイオード５２とにより分圧されて一定
の基準電圧となり、比較器５３により基準電圧と制御端
子ｅに加えられる制御電圧とが比較され、比較出力がパ
ルス発生回路５４に加えられる。
パルス発生回路５４はスイッチングトランジスタ５５．
５６のベースに加えるパルスを発生するもので、基準電
圧と制？［圧とが等しくなるように、パルス幅、パルス
周期、パルス振幅等の制御が行なわれ、スイッチングト
ランジスタ５５．５６が交互にオン、オフを繰返す。
５６のベースに加えるパルスを発生するもので、基準電
圧と制？［圧とが等しくなるように、パルス幅、パルス
周期、パルス振幅等の制御が行なわれ、スイッチングト
ランジスタ５５．５６が交互にオン、オフを繰返す。
それによってトランス５８の二次巻線に交流電圧が誘起
し、ダイオード５９．６０により整流され、インダクタ
ンス６１とコンデンサ６２とによる平滑回路により平滑
化されて出力端子ｃ、ｄから直流電圧が出力される。
し、ダイオード５９．６０により整流され、インダクタ
ンス６１とコンデンサ６２とによる平滑回路により平滑
化されて出力端子ｃ、ｄから直流電圧が出力される。
出力端子ｄは前述の如く入力端子ａに接続され、出力端
子Ｃと入力端子すとの間の電圧が出力電圧ｖ２として無
線装置９に加えられることになる。
子Ｃと入力端子すとの間の電圧が出力電圧ｖ２として無
線装置９に加えられることになる。
なおゲート電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバータ６もド
レイン電圧を発生する為の絶縁型スイッチングＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ５と同様の構成とすることができる。
レイン電圧を発生する為の絶縁型スイッチングＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ５と同様の構成とすることができる。
又保護回路８の接点は、絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣ
コンバータ５の入力端子側に設けることもできる。
コンバータ５の入力端子側に設けることもできる。
又負荷としての無線装置９は、他の任意の構成の負荷と
することも可能である。
することも可能である。
以上説明したように、本発明は、絶縁型スイッチングＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ５の出力電圧と、入力端子ａ、ｂに
加える入力電圧との和が負荷に加えられるようにしたも
のであるから、総合変換効率が従来例に比較して大きく
なり、小容量の二次電池３を電源とする場合にも、負荷
に充分な電力を所定の電圧に変換して供給することがで
きる利点がある。
Ｃ−ＤＣコンバータ５の出力電圧と、入力端子ａ、ｂに
加える入力電圧との和が負荷に加えられるようにしたも
のであるから、総合変換効率が従来例に比較して大きく
なり、小容量の二次電池３を電源とする場合にも、負荷
に充分な電力を所定の電圧に変換して供給することがで
きる利点がある。
従って太陽電池１によりフローティング充電する二次電
池３を用いて無線中継装置を動作させる為の電源装置と
して実用上の効果は非常に大きいものである。
池３を用いて無線中継装置を動作させる為の電源装置と
して実用上の効果は非常に大きいものである。
又負荷のＦＥＴ増幅器のゲートバイアス電圧を検出する
電圧検出回路７等の検出手段を設け、ゲートバイアス電
圧が正常値となる前には、絶縁型スイッチングＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ５の制御端子ｅに入力電圧Ｖ１を加え、正
常値となったことを検出したときは、入力電圧■１を加
えないように切換制御する保護回路８を設けているので
、ゲートバイアス電圧が正常値となった後に、ドレイン
電圧が絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５の正
常動作により加えられることになる。
電圧検出回路７等の検出手段を設け、ゲートバイアス電
圧が正常値となる前には、絶縁型スイッチングＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ５の制御端子ｅに入力電圧Ｖ１を加え、正
常値となったことを検出したときは、入力電圧■１を加
えないように切換制御する保護回路８を設けているので
、ゲートバイアス電圧が正常値となった後に、ドレイン
電圧が絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ５の正
常動作により加えられることになる。
従ってＦＥＴ増幅器の正常動作を保証することができる
利点がある。
利点がある。
そして出力電圧■２に比例した電圧が制御端子ｅに加え
られるので、ＦＥＴ増幅器のドレイン電圧を安定化する
ことができる。
られるので、ＦＥＴ増幅器のドレイン電圧を安定化する
ことができる。
第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータからなる電源装置
のブロック線図、第２図は本発明の実施例のブロック線
図、第３図は絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ
の要部回路図である。 １は太陽電池、２は逆流阻止用ダイオード、３は二次電
池、４は電源スィッチ、５は絶縁型スイッチングＤＣ−
ＤＣコンバータ、６はＤＣ−ＤＣコンバータ、７は電圧
検出回路、８は保護回路、９は無線装置である。
のブロック線図、第２図は本発明の実施例のブロック線
図、第３図は絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ
の要部回路図である。 １は太陽電池、２は逆流阻止用ダイオード、３は二次電
池、４は電源スィッチ、５は絶縁型スイッチングＤＣ−
ＤＣコンバータ、６はＤＣ−ＤＣコンバータ、７は電圧
検出回路、８は保護回路、９は無線装置である。
Claims (1)
- １ 絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの入力端
子の一方と出力端子の一方とを接続し、入力端子の他方
と出力端子の他方とを、該絶縁型スイッチングＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧と前記入力端子に加える入力電
圧との和が負荷のＦＥＴ増幅器のドレイン電圧として加
えられるように接続し、該負荷に加える電圧に比例する
電圧を前記絶縁型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの
制御端子に加える構成とし、前記ＦＥＴ増幅器のゲート
バイアス電圧を検出する手段と、該手段により前記ＦＥ
Ｔ増幅器のゲートバイアス電圧が正常値となったことを
検出する前は、前記制御端子に前記入力電圧を加え、正
常値になったことを検出した時に前記側（財）端子に前
記入力電圧を加えないように切換制御を行う保護回路を
設けたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14809478A JPS5858907B2 (ja) | 1978-11-30 | 1978-11-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14809478A JPS5858907B2 (ja) | 1978-11-30 | 1978-11-30 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5574370A JPS5574370A (en) | 1980-06-04 |
| JPS5858907B2 true JPS5858907B2 (ja) | 1983-12-27 |
Family
ID=15445098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14809478A Expired JPS5858907B2 (ja) | 1978-11-30 | 1978-11-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5858907B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10666052B2 (en) | 2017-08-07 | 2020-05-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Transistor driver and gate controller |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57211615A (en) * | 1981-06-22 | 1982-12-25 | Toshiba Corp | Dc stabilized power supply device |
| JPS57211616A (en) * | 1981-06-22 | 1982-12-25 | Toshiba Corp | Dc stabilized power supply device |
| JPS59125166U (ja) * | 1983-02-08 | 1984-08-23 | 株式会社田村電機製作所 | 電話機の電源回路 |
| JPS6264228A (ja) * | 1985-09-13 | 1987-03-23 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
-
1978
- 1978-11-30 JP JP14809478A patent/JPS5858907B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10666052B2 (en) | 2017-08-07 | 2020-05-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Transistor driver and gate controller |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5574370A (en) | 1980-06-04 |
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