JPS585997A - 放電灯定入力点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は放電灯定入力点灯装置に関するもので、水銀灯
、メタルハライド灯及び高圧ナトリウム灯などの３種ラ
ンプを定入力始動（始動過程の入力電流が定格時の入力
電流以下であること）させ、且つこの３種ランプをそれ
ぞれの定格出力に達するように制御することを目的とし
た点灯装置に関するものである。

第１図は従来の点灯回路を示すもので、この主回路構成
は電源電圧Ｅに交流制御素子８１．限流インダクタンス
ＯＨ，、放電灯りの直列回路を接続し、交流制御素子８
１の両端にコンデンサ０１と抵抗Ｒ３の直列回路と、禰
助チョークＯＲ，ｔｌ−接続し、かつ電源電圧Ｅの両端
に力率改善用コンデンサＣ０を接続するものである。ａ
ｔは制御回路、Ｌは放電灯を示す。

次に制御回路について第２図を参照して説明する。

電源電圧Ｅの両端に電源電圧ゼロクロス回路を接続し、
第３図に）に示すような電源電圧Ｉがゼロクロスする点
より一定位相Ｔ、まで＠Ｌルベルの信号を出力する。又
転流検出回路を交流制御素子８Ｉのアノード・カソード
関に！１！続する。この回路交流制御素子８１はランプ
電流が転流するとオフとなシ、両端に第３図（ロ）に示
すような電圧を生ずる。

この電圧を検出し、第３図←→に示すような信号を出力
する。第２図において電源電圧ゼロクロス検出回路の出
力信号をアップカウンタのロード端子に接続し、アップ
カウンタではこの検出回路よシの信号が１Ｌ−レベルに
あるＴ、ｔで、初期値をプリセットしく第３図に）参照
）、テ、なる位相よシクロツクｌの出力を加算していく
。

転流検出回路の出力はラッチ回路とダウンカウンタに与
えられる。Ｔｏよシクロツク１の出力を加算していくア
ップカウンタの出力は、転流検出回路の出力（第３図（
ハ）参照）の立上りでラッチに読み込まれる。ラッチで
は次の半サイクルでの転流検出回路出力の立上Ｂで読み
込んだ出力を保持し、そして新しく更新される。

ダウンカウンタでは転流検出回路出力が１Ｌ＃レベルに
あるときラッチで保持している前半サイクルのアップカ
ウンタの出力を読み取シ、転流検出回路出力が＠Ｈ”レ
ベルになると、その読み込んだ数値よシクロツク２を減
算してゆく。ゼロ比較回路ではダウンカウンタの出力が
ゼロになったら、トリガ回路に信号を出し、トリガ回路
では交流制御素子８１にトリガをかけ導通させる。つま
りアップカウンタでランプ電流が転流するまでカウント
した値をラッチによって半サイクル遅延し、その数値よ
シ減算することによｐ転流位相Ｔに対する交流制御素子
８１のオフ期間へＴを作シ出している（第４図参照）。

第５図に転流位相Ｔｎ−ｔとオフ期間Δ−の関係を示し
ている。”ｎ−１は（ｎ−１）すなわちれの前の半サイ
クルにおけるランプ電流の転流位相を示す。

△Ｔ、、−□は（”！１−１）の関数であシ、ムは始動
直後、Ｂはメタルハライドランプ、Ｃは高圧ナトリウム
灯の安定点を示す。このように転流位相Ｔ０−８が連れ
ている時はオフ期間へＴＩｌも大きく、転流位相が前に
進むにつれて△Ｔ、も小さくなってゆく。この傾きはク
ロック１．クロック２の周期を変えることにより自由に
変える仁とができる。ここで用いられている水銀灯、メ
タルノ・ライドランプ、高圧す）　ＩＪウム灯などの放
電灯は、始動直後はランプコンダクタンスが高く、定格
点灯に移行するに従って、ランプコンダクタンスが減少
していく特性を有しているため、限流インダクタンスの
みで点灯した場合、始動直後に大きな電流が流れ、定格
に近づくにつれて電流値が小さくなってゆく。このよう
な性質を持つランプを定入力始動するために第１図に示
す主回路で始動直後は交流制御素子Ｓ１のオフ期間を長
くし、ランプ電流を絞υ込み、定格に移行するに従って
オフ期間を短くするような制御をすればよいことがわか
る。

始動過程で、ランプコンダクタンスが大より小に変化を
するということは、それによってランプ電流の電源電圧
に対する位相屯変化することを意味し、始動直後はラン
プ電流の位相が遅れるため、転流位相テとオフ期間ΔＴ
ｖｌｌｌ係は第５図でム点（始動直後）にあシ、オフ期
間を大にするよう制御し、定格に近づくにつれて、第５
図に示す制御条件上を左に進み、ゆつくシとオフ期間△
Ｔを減少させていき、Ｂ点に至って安定する。よって第
５図に示す制御条件が定入力始動させるための制御条件
であることがわかる。

ことで前牛サイクルの転流位相ＴＯ−１を用いて、ΔＴ
、を定めているのは、第５図に示す制御直線上て動作点
を収束させるためである。

このような転流位相とオフ期間の関係が定入力始動の要
件であるが、水銀灯、メタルノ・ライドランプの定格安
定点と高圧ナトリウムランプの定格安定点とは異なシ、
第５図でＢ点が水銀灯、メタルハライドランプの定格安
定点とすると、高圧ナトリウムランプの定格安定点は第
５図の０点のように約４１１右側にずれている。これは
水銀灯、メタルハライドランプと高圧ナトリウムランプ
の性質の違いによるものであるが、このように定格安定
点が異なると、例えば水釧灯、メタルノ為ライドランプ
を定格安定点に達するよう定入力制御すると、高圧力）
　ＩＪウム灯ではオフ期間が長くなり、定格に達するこ
とができなくなる。逆に高圧ナトリウム灯が定格安定点
に達するように定入力始動を行なうと（第５図破線）水
銀灯、メタルノ・ライドランプは過出力となる。

定入力始動するための転流位相Ｔとオフ期間ΔＴの関係
は傾き１．０以上必要であシ、ＢＯ両゛点を通る直線制
御条件では定入力始動が不可能である。

本発明はこのような欠点を改善し、３種のランプ（水銀
灯、メタルノ・ライドランプ、高圧ナトリウム灯）のラ
ンプを定入力始動し、且つ定格出力に達するよう制御す
るために提案されたものである。

本発明の回路構成社第１図と同等であるが、制御条件を
興にする奄のである。すなわち第５図で示しである制御
条件を第６図実線のような制御条件とする。ｎｌｄ水銀
灯、メタルノ・ライドランプの定格安定点、０は高圧す
）　ＩＪウムランプの定格安定点を示す。従来例では０
〜Ｔ、までの部分は、ランプの動作点とは直接関係なく
、単なる調整個所しかすぎなかったが、本発明ではＴ、
及び初期値を高圧ナトリウム灯の安定点を通るように調
整する。

こうすることによって水釧灯、メタルノ１ライドランプ
の安定点をも通ることになる。始動過程は傾き１．０以
上の傾きを用いる。このような制御をすることにより定
入力制御ができ、かつ３種ランプを定格出力になるよう
に設定できる。

畝上のように、本発明によれば３種のランプの共用の定
入力始動が可能になシ、従来水鎖灯、メタルハライドラ
ンプ用の制御条件と高圧ナトリウム灯用の制御条件の２
種類が必要であったが、本発明によれば共通の制御条件
で３種のランプを定入力始動で定格に達するよう制御す
ることが可能とすることができる。

第７図に限流インダクタンスのみで放電灯を点灯した場
合の、ランプ電圧ｔｔａ、限流インダクタンス両端電圧
中。□、電源電圧礼の関係を示しているが、ランプ電流
ｉ１１の電源電圧九に対する位相Ｔは、 と表わせる。ここにωは角周波数、Ｌはインダクタンス
、１１．はランプ電流である。

よって水銀灯及びメタルハライドランプの定電圧特性を
持つランプは電源電圧ｖ８の増減により、ランプ電流が
増減しく１）式よ）電源電圧大であるとＴは大となシ、
電源電圧小であるとＴは小となる。

よって本制御回路では第５図に示十層御条件に従って、
電源電圧大で交流制御素子８．のオフ期間△Ｔを大きく
、電源電圧小で期間６丁を小さくするよう制御し、ラン
プ電流、ランプ電力の変化を小さくするように制御する
が、しかし、これでもまだ不十分であシ、第６図のよう
な制御では定格安定時のオフ期間△Ｔが一定であるため
、なおさら変動率が大きい。

高圧ナトリウムランプは定電流特性を持つランプで、電
源電圧ｖ８の増減でｖｊ、が増減するため、（１１式よ
シミ源電圧大でＴは小、電源電圧小でＴは大となり、水
銀灯メタルノ・ライドランプとは逆になる。従って第５
図の制御ではますますランプ電流、ランプ出力の変動率
は悪化する。また第６図の制御でも定格安定時のオフ期
間△Ｔが一定であるので変動率は大きい。このように電
源電圧変動によってランプ電流、ランプ出力の変動率が
大きいと、ランプ出力の増大によるランプ寿命の劣化ま
たランプ電流の減少による立消えを生じたシする。次の
実施例はこのような欠点を解決すべく提案され丸。主回
路構成は第１図と同等である。

つぎに初期値回路を説明する。第８図においてブロック
ムでは電源電圧ｌに全波整流回路ＤＢＩを接続し、出力
端に抵抗Ｒ１ｒ　Ｒ１の直列回路を接続する。抵抗Ｒ１
とＲ８の接続点にツェナダイオードＺＤのカソードを接
続し、アノードにトランジスタＴｒ。

ノヘースを接続する。Ｔｒｌのベース・エミッタ間に抵
抗Ｒ１をつなぎ、エミッタを全波整流回路の負の端子に
接続する。（以下アースラインという）トランジスタＴ
ｒ１のコレクタは抵抗Ｒ１を経て、バイアス電源Ｖ。ｏ
Ｋ接続する。抵抗Ｒ８の両端に紘電源電圧ＩＣを全波整
流し分圧した電圧を生じ、その電圧がツェナダイオード
ＺＤのツェナ電圧ＶＺＤ以上になったとき、ツェナダイ
オードＺＤはオンし、トランジスタＴｒｌをオンさせる
。トランジスタＴｒ。

のコレクタ電圧は第９図（ロ）に示すようになシ、電源
電圧の変動によシτｒ１のオン期間は変化する。

一方電源ゼロクロス回路よシ単安定マルチを経て単安定
マルチの出力Ｑ（第９図（ハ）参照）とトランジスタＴ
ｒ□のコレクタ電圧のオアを取る（第９図に）参照）。

単安定マルチの出力この出力側に抵抗Ｒ１，コンデンサ
Ｃ１の直列回路を接続し、０．の他端はアースラインに
接続する。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３の接続点よシ信号
を取ることによシ可を遅延させ、Ｑとのアンドを取るこ
とによシ第９図（ホ）に示すようなパルスを得る。オア
ゲートの出力をアップカウンタ（ａ）のインネプル端子
ｌにつなぎ、アンドゲートの出力をアップカウンタ（ｂ
）のリセット端子Ｒにつなぐ。アンドゲートの出力（第
９図（ホ））によってアップカウンタ（ａ）はゼロにセ
ットされ、オアゲートの出力（第９図に））が”　Ｌ　
”レベルにあるとき、アップカウンタ（ａ）はクロック
ｌの出力を加算する。このアップカウンタ（＆）の出力
をアップカウンタ（ｂＪに与える。このアップカウンタ
＋ｂ）は従来例のアップカウンタの機能と同等である。

オアゲートの出力が＠Ｌ＃レベルである期間加算され九
出力はアップカウンタ（ｂ）の初期値として読み込まれ
る。従って電源電圧Ｅが上昇したとき、オアゲートの出
力が＠Ｌ＃レベルである期間は、Ｔａ、・Ｔｂから転Ｔ
号。と延び（第９図に）参照）、よって初期値は大、き
くなシ、逆に電源電圧Ｅが下降したときはＴ７７１と１
Ｌ−レベルである期間は短くなシ、初期値も小さくする
（　Ｔａを調整して電源電圧２００７時の初期値に合わ
せる）。このように電源電圧変動によって初期値を変え
ることによって、転流位相Ｔと交流制御素子日、のオフ
期間△Ｔの関係は第１θ図、第１１図のようになる。

このように電源電圧が上昇すると、オフ期間が長くなる
ため電流は絞シ込まれ、ランプ電流の上昇は少なくなり
、ランプ出力の増加も減る。また逆に電源電圧が下降す
るとオフ期間が短くなり、電流を増やす方向に働くため
、ランプ電流の減少は少なくなシ、ランプ出力の低下も
小さくなる。

このような電源電圧変動によって初期値が変化するよう
な制御をすることによって、電源電圧変動によるランプ
電流、ランプ出力の変動率を小さくすることが可能であ
シ、ランプ寿命の劣化、ランプの立消え、光束変化によ
る不快感眸のランプ電流、出力の変動率の悪さに伴なう
さまざまな事を緩和することができる利点がある。

第１２図は制御回路の他の実施例を示す。

制御回路はクロックｌとクロック１の出力を切換え回路
を有している。この切換え回路の出力側はアップカウン
タに接続する。電源電圧ゼロクロス検出回路出力は遅延
回路に与えられる。この遅延回路の出力は切換え回路に
与えられる。他の構成は第２図の場合と同等である。

第１３図にこの回路のタイミングチャートを示す。（イ
）は電源電圧、ランプ電流、転流位相を示す。

アップカウンタは電源電圧ゼロクロス検出出力（第１３
図（ロ））の１Ｌ＃レベルである！。まで初期値を読み
込む。

遅延回路では（第１３図（ハ））に示すような波形を出
力し、切換え回路では（第１３図に））に示すように遅
延回路出力が＠Ｈルベルにあるときはクロック１′を出
力し、・Ｌ″レベルはクロック１を出力する。

つまりアップカウンタでは（第１３図（ハ））に示すＴ
ａなる位相でクロック１′を加算し、Ｔａよりクロック
ｌを加算する。後の動作状ｍｕ第一実施例と同じである
。このように毎半サイクルの−なる位相でクロックを切
換え、クロックｌの周期をクロックｌに比べ大きくする
ことによって、第１４図に示すようにＴａなる位相でア
ップカウンタのカウント数は変曲点を持ち、従って転流
位相Ｔとオフ期間△Ｔの関係は、第１５図に示すように
Ｔａなる位相より前では馳きを小さくできる。

３種のランプの定格安定点は第１６図及び第１表に示す
ように限流インダクタンスの値によっても、高圧ナトリ
ウムランプと水銀灯、メタルハライド灯は興なり、水平
もしくはやや右上シの線上に乗っている。従って本制御
回路で位相Ｔａを高圧ナトリウムランプの定格安定点（
第１表）に合せ、クロックｌの周期を３種のラングの定
格安定点を通るよう調整することによシ、第１５図に示
すような制御条件のもとに定入力制御で３種のランプを
定格に移行できる。

第　　１　　表 ここにＶｚは工＝３．３ムにおける限流インダクタンス
ＯＨ，のインピーダンス電圧を示す。

第１表に示した値は中心値であシ、±２１１程度の巾を
持っている。

第１７図は制御回路の他の実施例を示す。

電源電圧ゼロクロス検出回路社遅延回路を経てアップカ
ウンタに接続される。その他の構成は第１２図の場合と
同じである。動作状態は従来初期値を読み込む位相Ｔ、
を遅延回路によって遅延させ、Ｔ、を高圧す）　ＩＪウ
ムランプの定格安定点に合わせ、初期値を調整する。

このようにすることによって＃１１ｇ図に示すようにＴ
ｏなる位相で傾は変曲点を持ち、第１１！ｌ！に示す定
格安定点に近づけることができ、３種℃−ランプ間の出
力差を小さくでき、かつ定入力始動を行う仁とができる
。

次に他の実施例について説明する。

なお説明の都合上、従来例の欠点についての説明をくシ
かえず。

主回路構成は電源電圧Ｅに交流制御素子８Ｉ、限流イン
ダクタンスＯＨ１，放電灯りの直列回路を接続し、交流
制御素子Ｓ１の両端にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の直列
回路と補助チョーク０１（、をつなぐ。電源電圧Ｉの両
端に力率改善用コンデンサＣ０を接続する（第１図参照
）。次に第２図の制御回路について説明する。

電源電圧Ｘの両端に電源ゼロクロス検出回路を接続し、
第３図に）に示すようなゼロクロス点より一定位相Ｔ、
まて１Ｌ”レベルの信号を出力する。

転流検出回路を交流制御素子日、のアノード・カソード
間に接続する。交流制御素子町はランプ電流が転流する
とオフとなシ両端に第３図（ロ）に示すような電圧を生
ずる。この電圧を検出し、転流検出回路では第３図ｅ→
に示すような信号を出力する。

電源ゼロクロス検出回路の出力信号をアップカウンタの
ロード端子に与え、アップカウンタではこの信号が＠Ｌ
”レベルにあるＴ、ｔで初期値を１リセツトし、Ｔｏな
る位相よシクＰツクｌを加算していく。

転流検出回路の出力はラッチとダウンカウンタに接続す
る。Ｔ、よりクロック１を加算してゆくアップカウンタ
の出力は、転流検出回路の出力（第３図（ハ））の立上
りでラッチに読み込まれる。ラッチでは次の半サイクル
での転流検出回路出力の立上シマで読み込んだ出力を保
持し、そしてまた読込の出力は更新される。

ダウンカウンタでは転流検出回路出力が＠Ｌ”レベルに
あるとき、ラッチで保持している前半サイクルのアップ
カウンタの出力を絖み取シ、転流検出回路が１Ｈ”レベ
ルになると、その読み込んだ数値よ如クロック２を減算
していく。

ゼロ比較回路ではダウンカウンタの出力がゼロになった
ら、トリガ回路に信号を出し、トリガ回路では交流制御
素子＃、Ｋ）Ｉｎガをかけ導通させる。

すなわちアップカウンタでランプ電流が転流するまでカ
ウントシ友値を、ラッチによシ牛すイクル遍嬌し、その
数値よシ減算することによシ転流位相テに対する交流制
御素子８１のオフ期間Δ丁を作シ出している（第４図参
照）。第６図に転流位相テ、−１とオフ期間Δ丁、の関
係を示している。ここで用いられている水銀灯、メタル
ハライドランプ。

高圧ナトリフ五うンプ等の放電灯は、始動直後はランプ
コンダクタンスが高く、定格点灯に移行するに従ってラ
ンプコンダクタンスが減少してゆく性質を持っている。

そのため限流インダクタンスのみで点灯し九場合は、始
動直後は大きな電流が流れ、定格に近づくにつれて電流
値は小さくなってゆく、シかしこの第５図の制御条件を
持つ点灯装置では、始動直後ランプコンダクタンスが高
いとき社、ラング電流の電源電圧に対する位相も遅れる
丸め、その転流位相を検出し、交流制御素子のオフ期間
を長くし、ランプ電流を絞シ込み（第５図のム点）定格
に移行するに従って第５図に示す制御条件上を左に進み
、ゆつくシとオフ期間△Ｔを減少させてゆく（第１図の
Ｂ点）。よって第５図に示す制御条件が定入力始動（始
動時の入力電流が定格安定時以下）させる大めの制御条
件であることがわかる。第６図ＫＵ定格安定点の興なる
水銀灯、メタルハライドランプと高圧ナトリウムランプ
を定格出力に達つせられるように定入力始動させる丸め
の制御条件を示している。ことにＢは水銀灯、メタルハ
ライドランプの定格安定点、０は高圧ナトリウムランプ
の定格安定点を示す。

ここで菌中サイクルの転流位相！、−１を用いて現半サ
イクルの△Ｔ、を定めているの線制御直線上で動作点を
収束させるえめである。

この制御条件は電源電圧Ｏゼｐタース点を基準点として
用いている丸め、電源電圧変動に対しても変化せず一定
であつ九。しかしそのために電源電圧変動に対しランプ
電流、ランプ出力の変動率が大きかった。

第７図ＫＩＩｍ流インダクタンスのみで点灯し九場合の
ランプ電圧量Ｊ、、隈流インダクタンス両端電圧マロｌ
、電源電圧九の関係を示しであるが、ランプ電ｆｌｌＸ
ｊ、の電源電圧中１に対する位相Ｔは、−ｔ　Ｉｎ、・
＠＃Ｌ　　　− ””　　−’１７−　・・・・・・・・・　（３）と表
わされる。ことに＃：角周波数、Ｌ＝インダクタンス 従って水銀灯、メタルハライドランプ等の定電圧特性を
持つランプは（２）式よシミ源電圧大でτは大きく、電
源電圧小でＴは小さくなる。従ってこの制御回路で社第
５図に示す制御条件に従って、電源電圧大で交流制御素
子日、のオフ期間△Ｔを大きく、電源電圧小でオフ期間
を小さくするよう制御し、ランプ電流、電力の変化を小
さくするよう働くが不十分である。を九高圧す）　ＩＪ
ウム灯は定電流性を持つランプのため、位相Ｔは（３）
式よ）水銀灯、メタルハライドランプとは逆に動き、ラ
ンプ電流、出力の変動率は悪い。

會た第６図の制御で杜、定格付近のΔテが一定に愈るよ
うに制御してあゐえめ電源電圧変動によってテが賓って
も△！は一定であるため変動率は大きい。

このように電源電圧変動によってランプ電流。

出力の変動率が大きいと、ランプ出力の増大によるラン
プ寿命の劣化、壕九ランプ電流の減少による立消えを生
じ九すする。

次の実施例社かかる欠点を簿決すべく提案され丸もので
ある。

主回路構成は従来例の第１図と同等である。

初期値回路を説明する。（第１會図参照）電源電圧変動
に全波整流回路Ｄｕｍｌを接続し、出力端に抵抗Ｒ１＋
　”＊の直列回路を接続する。抵抗Ｒ８と４の接続点に
ツェナダイオードＫＤのカソードを接続し、アノードに
トランジスタテｒ１のベースを接続する。テｒ、のベー
ス・エイツタ間に抵抗Ｒ１を接続し、エミッタを全波整
流回路の負の嶋子Ｋ１１ｌａｔゐ（以下ア′−スライン
とする）、テ１１のコレクタは抵抗Ｒ１を経てバイアス
電１１［’ＶｏａＫＩｉ’絖する。

抵抗−の両端Ｋａ電源電圧１を全波整流し分圧し大電圧
を生じ、その電圧がツェナダイオードＺＤのツェナ電圧
ｖｚＤ以上になった時ツェナーダイオードＫＤはオンし
、トランジスタＴｒ、をオンさせる。トランジスタＴｒ
ｌの；レクタ電圧は第９図（ロ）のようにな〕、電源電
圧（イ）の変動によ）トランジスタ？ｒｌのオン期間り
変化する。

一方電源ゼ四りロス回路に単安定マルチを接続し、単安
定マルチのＱ出力（第９図（ハ））と、トランジスタＴ
ｒｌのコレクタ電圧のオアを取る。

単安定マルチの出力可の出力側に抵抗Ｒ６，コンデンサ
０．の直列回路を接続し、コンデｙ？０．の他端をアー
スラインにつなぐ。抵抗Ｒ，とコンデンサ０□の接続点
より信号を取ることによシζを遅延させ、ｑとのアンド
を取ることによル、第９図（へ）に示すように可の立上
シでパルスを得る。

オアゲートの出力をアップカウンタ龜のインネーブル端
子１につなぎ、アンドゲートの出力をアップカウンタａ
のリセット端子Ｒにつなぐ。アンドゲートの出力（第９
図（へ））によってアップカウンタ１はゼロに竜ットさ
れ、オアゲートの出力（第９図（ホ））が＠Ｌルベルに
６ると龜アップカウンタ＆社クロックｌを加算する。こ
のアップカウンタ１の出力をアップカウンタ１に与えゐ
。ζＯアップカウンタｂは従来例のアップカウンタの機
能と同等である。その他の構成及び動作は従来例と同等
である。

オアゲートの出力が＠Ｌ＃レベルである期間カウントさ
れたアップカウンタ亀の出力線アップカウンタｂの初期
値として読み込まれる。よって電源電圧！が上昇したと
自オアゲートの出力が懺し＃レベルである期間拡Ｔ、・
〒−から！、・テ。と伸び（１１９図（ホ））よって初
期値は大きくな夛、逆に電源電圧１が下降したとき紘テ
、・！、と短くなシ初期値も小さくなる。この集施例の
４１黴としてはアップカウンタａとアップカウンタｂｏ
接続の方法ＫＩＪＩアツプカクン！亀からはカクント数
を意進数で出力するが、カウンタｂの人力の下位のビッ
トを無視し、１ビツトをずらして入力する。

例えばカウンタ１の出力が電源電圧ｚｏｏ　ｖで、１０
００Ｇ、とすゐ、電源電圧が！！ＯＶ　Ｋ上昇し九と＊
Ｋｔｏｘｏｏ、と出力が増えたとする。これをその壕壕
カウンタｂＫ入力しても、電源電圧変動による初期値の
変化は００１００．であるが、これを下位ピッ）１−無
視してずらして入力すると電源電圧２００Ｖで１０００
０−、２２０１で１０１００Ｌ、、となる、（、はＯか
ｌに固定しておく）この場合この初期値の変化は１００
０．となシ前述した場合と比べると、２倍の変化中とな
る。これは下位ｌビットをずらして入力し九鳩合である
が、下位２ビツトずらした場合紘４倍、下位３ビツトは
８倍の変化とすることができる。

このようにビットをずらす場合第９図−のＴａ１調整し
て電源電圧２００ｖ時の初期値に合わせる。

このようにカウンタａ、ｂの入出力の関係を下位ビット
をずらして入力するような簡単な構成でもって電源電圧
変動による初期値の変化を大きくする仁とができる。

このように電源電圧変動に対して初期値を変えることＫ
よって転流位相〒と交流制御素子町のオフ期間へＴの関
係は第１０図、第１１図のようになる。

このように電源電圧が上昇するとオフ期間が長くなる丸
め、電流は絞シ込オれ、ランプ電流の上昇は少なくなり
、ランプ出力Ｏ賓動も小さい。また逆に電源電圧が下降
するとオフ期間は短くなシ、電流を増やす方向に働く丸
め、ランプ電流の減少は少なくな夛、ランプ出力の変動
も小さい。

このように電源電圧変動によって初期値が変化するよう
な制御をする仁とＫよって、ランプ電流。

ランプ出力の変動率は小さく１ｋｅ、ランプ寿命。

ランプの立消え、光束変化による不快感などを改善する
ことができる。

第１９図は本発明の他Ｏ実施例を示す。

主回路構成は従来例と同等である。第１９図について初
期値回路を説明すゐ。

電源電ＥＩＫ全波整流圏路ｌｌ１１１を接続し、出力端
に抵抗Ｒ１ｍ　’１の直列回路を接続する。抵抗Ｒ８と
Ｒ，Ｃ）＠読点にツェナダイオードＩＩＤのカソードを
接続し、アノードにトランジスタ？ｒｌのベースを接続
する。テｒ１のベース・エイツタ間に抵抗Ｒ６を接続し
、エイツタを金波整流囲路の負の端子に接続する（以下
アースラインとする）。Ｔｒｌのコレクタは抵抗Ｒ３を
経てバイアス電源ＶＯＯＫ＊続する。

抵抗Ｒ８の両端には電源電圧罵を全波整流し、分圧しえ
電圧を生じ、その電圧がツェナダイオードＺＤのツェナ
電圧Ｖ、！、以上になつ走時、ツェナーダイオードｚＤ
はオンし、トランジスタＴｒｌをオンさせる。〒ｒ、の
コレクタ電圧は第９図（ロ）のようになり、電源電圧（
イ）の変動によシトランジスタＴｒｌのオン期間は変化
する。

一方電源ゼロクロス回路ＫｊＩＩＬ安定マルチを接続し
、単安定マルチのｑ出力（第９図ハ）と、トランジスタ
テｒ１のコレクタ電圧のオアを取る。

単安定！ルチの出力この出力側に抵抗Ｒ１，コンデンサ
０１の直列回路を接続し、コンデンサ０１の他端はアー
スラインにつなぐ。抵抗Ｒ１とコンデンサ０１の接続点
よシ償号を取ることによシζを遅延させ、ｑとのアンド
を取ることにより第９図（へ）に示すように互の立上シ
でパルスを得る。

オアゲートの出力をアップカウンタａＯインネーブル端
子１ｌＩＫ接続し、アンドゲートの出力を７ツプカウン
タ亀のリセット端子Ｒｆ／Ｃつなぐ。

アンドゲートの出力（第１図（へ））Ｋよってアップカ
ウンタａはゼロにセットされ、オアゲートの出力（第９
図（ホ））が”Ｌ’レベルにあるとき、アップカウンタ
ａはクロック３を加算する。このアップカウンタａの出
力をアップカウンタｂＫ与える。このアップカウンタｂ
は従来例のアップカウンタの機能と同等であ石、その＠
Ｏ構成及び動作は従来例と同等である。

オアゲートの出力が”　Ｌ　’レベルである期間カウン
トされ九アップカウンタａの出力は、アップカウンタｂ
の初期値として読み込壕れる。よって電源電圧１が上昇
し九ときオアゲートの出力が−Ｌ・レベルである期間は
（丁もから！、・テ０と伸び（第９図−）、よって初期
値拡大きくなシ、逆に電源電圧１が下降しえときはＴ６
・〒、と短くな如初期値も小さくなる。ζＯＩＩ論例の
特徴として社アップカウンタａがカウントする夕冑ツク
がクロック３であシ、且つその周期をタロツタｌよ〕小
さくすることにある。いま電源電圧が上昇した時のカウ
ンタａのカウント期間がテ、・！ｂから！、・ＴｏとΔ
１だけ伸びたとする。クロック１．！、３０周期をそれ
ぞれ！３．Ｔ□Ｔ、とする。カウンタ１でクロックｌを
カウントしている場合には、この△Ｊ位相テとオフ期間
の傾きであるからして一定でちゃ、従って導通位相の変
化をこれ以上動かすことはできなかった。

しかしカウンタａにりｐツク３をつなぎ、カウントする
ことで導通位相の変化中は・へ４・ちとな？ｓ 〉、Ｔ、の値をＴ１よシ小さくすることによシ、よシ位
相の変化に拡大することができる。このようにクロック
３をカウントする場合第９図（ホ）の！、を調整して電
源電圧定格時の初期値に合わせる。

このように電源電圧変動に対して初期値を変えることに
よって、転流位相Ｔと交流制御素子８１のオフ期間△、
！の関係は第ｆａｌｌ及びＪ１１１１図のようになる。

仁のように電源電圧が上昇するとオフ期間が長くなる丸
め、電流は絞〕込噛れ、ランプ電流の上昇は少なくな）
、ランプ出力の変動も小さい。壇九逆に電源電圧が下降
すあとオフ期間は短くな〉、電流を増やす方向に働く丸
め、ランプ電流の減少は少なく１１＞、ランプ出力の変
動４小さい。

このように電源電圧変動によって初期値が変化するよう
な制御をするヒとによって、ラング電流。

ランプ出力の変動率は小さくｔｂ、ランプ寿命。

ランプの立消え、光束変化による不鉄感などを改曽する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯回路を示し、第意図は制御回
路の構成、第３８紘タイ建ングチヤートでＨ）紘電榔電
圧、←）は交流制御素子がオフするとき発生するパルス
、Ｇ−→は転流検出回路よりの発生するパルス、に）は
−に’ａクロス回路よりの波形、第４図はアップカウン
タ及びダクンカウンタの動作状態、第Ｓ図及び第６ｗＪ
は転流位相とオフ期間との関係、第７図は限流インダタ
タンスのみで点灯した鳩舎の電圧ベクトル図、第・図社
制御回路の他の実施例、第９図はタイミングチャートで
Ｈ）は電源電圧、（０）はトランジスタテｒ、のコレク
タ電圧、←→は単安定マルチの出力でｑｌに）は同上互
、に）はアップカウンタのリセット端子に入力されるパ
ルス、（へ）祉（のパルスの立上シによシ発生するパル
ス、第１０図及び第１１図は転流位相とオフ期間との関
係、第１！図は制御−路０４１１０実施例、第１３図は
タイミングチャートでＨ）は電源電圧、ランプ電流、転
流位相、−）は電源電圧ゼ四検出出力、←→は遅延回路
出力、に）は切換−路出力、第１４図はアップカウンタ
及びダウンカウンタの動作状態、第１ｓ図は転流位相と
オア期間との関係、第１６図は電流転流位相とトライア
ックオフ期間との関係、第１７図は制御回路の他の実施
例、第１８図は転流位相とオフ期間との関係、第１９図
は制御回路の他の実施例を示す。 １・・・電源、Ｌ・・・放電灯、０１−・・制御回路□
□□ 第４図　　　　　　　　　　　才５図 □“ノ 期 ；（間 １　　　　　　　　　　　　　　ΔＴ、　　　　ρ第６
図 オフ図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源に接続される交流制御素子、限流インダ
   タタン不、放電灯の直列回路と、前記直列回路が転流す
   る位相を、交流電源の毎苧サイクル検出する検出回路と
   、毎牛サイクル中の基準点から転流する位相までの位相
   差が大のときは交流制御素子のオフ期間を大とし、かつ
   位相差が小のときオフ期間を小とする条件で制御される
   骸交流制御素子を制御する制御回路とを有する放電灯定
   入力点灯装置において、前記基準点から転流する位相ま
   での位相差が一定位相以内のとき、前記オフ期間の変化
   を位相差が一定位相よシ大きい場合のオフ期間の変化と
   比べ小さくすることを特徴とする放電灯室入力点灯装置
   。
2. （２）前記の位相差に対するオフ期間を、電源電圧大の
   場合は長くし、電源電圧小の場合は短かくすることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯定入力点灯
   装置。
3. （３）転流位相に対応し丸数値を出力する回路線交流電
   源に対応して交流電源大で大と１ｋ）、交流電圧小で小
   となる２進コードの初期値を出力する初期値回路と交流
   電源の毎早ナイクル中〇一定位相で初期値を読み込み、
   初期値よ）加算するカウンタとを有し、前記カウンタの
   入力の下位のビットを無視し、１ビツトずらして初期値
   ８％０出力をうることを特徴とする特許請求０ＩＩＩＩ
   第１項記−の放電灯定入力点灯装置。
4. （４）転流位相に対応し九数値を出力する回路は、交流
   電源に対応して交流電源大で長く、電源電−圧小で翅く
   なる期間加算すゐカウンタ亀と、前記カウンタの出力を
   交流電源の毎半ナイクルの一定位相で読み込み、加算す
   るカラｙ／１３を有し、前記交流電源に対応し光用間加
   算するカウンタのクロックパルスの周期をカウンタ１の
   タセツクパルスの周期よ）短くし九ことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の放電灯定入力点灯装置