JPS644317B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は放電灯定入力点灯装置に関するもの
で、水銀灯、メタルハライド灯及び高圧ナトリウ
ム灯などの３種ランプを定入力始動（始動過程の
入力電流が定格時の入力電流以下であること）さ
せ、且つこの３種ランプをそれぞれの定格出力に
達するように制御することを目的とした点灯装置
に関するものである。 第１図は従来の点灯回路を示すもので、この主
回路構成は電源電圧Ｅに交流制御素子S₁、限流イ
ンダクタンスCH₁、放電灯Ｌの直列回路を接続
し、交流制御素子S₁の両端にコンデンサC₁と抵
抗R₁の直列回路と、補助チヨークCH₂を接続し、
かつ電源電圧Ｅの両端に力率改善用コンデンサ
C₀を接続するものである。Ctは制御回路、Ｌは
放電灯を示す。 次に制御回路について第２図を参照して説明す
る。 電源電圧Ｅは両端に電源電圧ゼロクロス回路を
接続し、第３図ニに示すような電源電圧Ｅがゼロ
クロスする点より一定位相T₀まで“Ｌ”レベル
の信号を出力する。又転流検出回路を交流制御素
子S₁のアノード・カソード間に接続する。この交
流制御素子S₁はランプ電流が転流するとオフとな
り、両端に第３図ロに示すような電圧を生ずる。
この電圧を検出し、第３図ハに示すような信号を
出力する。第２図において電源電圧ゼロクロス検
出回路の出力信号をアツプカウンタのロード端子
に接続し、アツプカウンタではこの検出回路より
の信号が“Ｌ”レベルにあるT₀まで、初期値を
プリセツトし（第３図ニ参照）、T₀なる位相より
クロツク１の出力を加算していく。 転流検出回路の出力はラツチ回路とダウンカウ
ンタに与えられる。T₀よりクロツク１の出力を
加算ていくアツプカウンタの出力は、転流検出回
路の出力（第３図ハ参照）の立上りでラツチに読
み込まれる。ラツチでは次の半サイクルでの転流
検出回路出力の立上りまで読み込んだ出力を保持
し、そして新しく更新される。 ダウンカウンタでは転流検出回路出力が“Ｌ”
レベルにあるときラツチで保持している前半サイ
クルのアツプカウンタの出力を読み取り、転流検
出回路出力が“Ｈ”レベルになると、その読み込
んだ数値よりクロツク２を減算してゆく。ゼロ比
較回路ではダウンカウンタの出力がゼロになつた
ら、トリガ回路に信号を出し、トリガ回路では交
流制御素子S₁にトリガをかけ導通させる。つまり
アツプカウンタでランプ電流が転流するまでカウ
ントした値をラツチによつて半サイクル遅延し、
その数値より減算することにより転流位相Ｔに対
する交流制御素子S₁のオフ期間△Ｔを作り出して
いる（第４図参照）。 第５図に転流位相T_o-1とオフ期間△T_oの関係
を示している。T_o-1は（ｎ−１）すなわちｎの
前の半サイクルにおけるランプ電流の転流位相を
示す。△T_o-1は（T_o-1）の関数であり、Ａは始
動直後、Ｂはメタルハライドランプ、Ｃは高圧ナ
トリウム灯の安定点を示す。このように転流位相
T_o-1が遅れている時はオフ期間△T_oも大きく、
転流位相が前に進むにつれて△T_oも小さくなつ
てゆく。この傾きはクロツク１、クロツク２の周
期を変えることにより自由に変えることができ
る。ここで用いられている水銀灯、メタルハライ
ドランプ、高圧ナトリウム灯などの放電灯は、始
動直後はランプコンダクタンスが高く、定格点灯
に移行するに従つて、ランプコンダクタンスが減
少していく特性を有しているため、限流インダク
タンスのみで点灯した場合、始動直後に大きな電
流が流れ、定格に近づくにつれて電流値が小さく
なつてゆく。このような性質を持つランプを定入
力始動するために第１図に示す主回路で始動直後
は交流制御素子S₁のオフ期間を長くし、ランプ電
流を絞り込み、定格に移行するに従つてオフ期間
を短くするような制御をすればよいことがわか
る。 始動過程で、ランプコンダクタンスが大より小
に変化をするということは、それによつてランプ
電流の電源電圧に対する位相も変化することを意
味し、始動直後はランプ電流の位相が遅れるた
め、転流位相Ｔとオフ期間△Ｔの関係は第５図で
Ａ点（始動直後）にあり、オフ期間を大にするよ
うに制御し、定格に近づくにつれて、第５図に示
す制御条件上を左に進み、ゆつくりとオフ期間△
Ｔを減少させていき、Ｂ点に至つて安定する。よ
つて第５図に示す制御条件が定入力始動させるた
めの制御条件であることがわかる。 ここで前半サイクルの転流位相T_o-1を用いて、
△T_oを定めているのは、第５図に示す制御直線
上で動作点を収束させるためである。 このような転流位相とオフ期間の関係が定入力
始動の要件であるが、水銀灯、メタルハライドラ
ンプの定格安定点と高圧ナトリウムランプの定格
安定点とは異なり、第５図でＢ点が水銀灯、メタ
ルハライドランプの定格安定点とすると、高圧ナ
トリウムランプの定格安定点は第５図のＣ点のよ
うに約4゜右側にずれている。これは水銀灯、メタ
ルハライドランプと高圧ナトリウムランプの性質
の違いによるものであるが、このように定格安定
点が異なると、例えば水銀灯、メタルハライドラ
ンプの定格安定点を通る第５図実線の定入力制御
条件と、高圧ナトリウムランプの定格安定点を通
る破線の定入力制御条件では高圧ナトリウムラン
プの転流位相T_o-1が同じでも交流制御素子の
OFF期間△T_oが大きく従つて実線の条件では高
圧ナトリウムランプが定格に達しないことは明ら
かである。逆に水銀灯、メタルハライドランプで
は破線の条件ではOFF期間△T_oが小さくなり過
出力となる。 定入力始動するための転流位相Ｔとオフ期間△
Ｔの関係は傾き1.0以上必要であり、BC両点を通
る直線制御条件では定入力始動が不可能である。
本発明はこのような欠点を改善し、３種のランプ
（水銀灯、メタルハライドランプ、高圧ナトリウ
ム灯）のランプを定入力始動し、且つ定格出力に
達するよう制御するために提案されたものであ
る。 本発明の回路構成は第１図と同等であるが、制
御条件を異にするものである。すなわち第５図で
示してある制御条件を第６図実線のような制御条
件とする。Ｂは水銀灯、メタルハライドランプの
定格安定点、Ｃは高圧ナトリウムランプの定格安
定点を示す。従来例では０〜T₀までの部分は、
ランプの動作点とは直接関係なく、単なる調整個
所しかすぎなかつたが、本発明ではT₀及び初期
値を高圧ナトリウム灯の安定点を通るように調整
する。こうすることによつて水銀灯、メタルハラ
イドランプの安定点をも通ることになる。始動過
程は傾き1.0以上の傾きを用いる。このような制
御をすることにより定入力制御ができ、かつ３種
ランプを定格出力になるように設定できる。 叙上のように、本発明によれば３種のランプの
共用の定入力始動が可能になり、従来水銀灯、メ
タルハライドランプ用の制御条件と高圧ナトリウ
ム灯用の制御条件の２種類が必要であつたが、本
発明によれば共通の制御条件で３種のランプを定
入力始動で定格に達するよう制御することが可能
とすることができる。 第７図に限流インダクタンスのみで放電灯を点
灯した場合の、ランプ電圧V〓_la、限流インダクタ
ンス両端電圧V〓_CH、電源電圧V〓_Sの関係を示してい
るが、ランプ電流I〓_laの電源電圧V〓_Sに対する位相
Ｔは、 Ｔ＝tan^-1V_CH／V_la＝tan^-1I_la・ωL／V_la ……(1) と表わせる。ここにωは角周波数、Ｌはインダク
タンス、I〓_laはランプ電流である。 よつて水銀灯及びメタルハライドランプの定電
圧特性を持つランプは電源電圧V_Sの増減により、
ランプ電流が増減し(1)式より電源電圧大であると
Ｔは大となり、電源電圧小であるとＴは小とな
る。 よつて本制御回路では第５図に示す制御条件に
従つて、電源電圧大で交流制御素子S₁のオフ期間
△Ｔを大きく、電源電圧小で△Ｔを小さくするよ
う制御し、ランプ電流、ランプ電力の変化を小さ
くするように制御するが、しかし、これでもまだ
不十分であり、第６図のような制御では定格安定
時のオフ期間△Ｔが一定であるため、なおさら変
動率が大きい。 高圧ナトリウムランプは定電流特性を持つラン
プで、電源電圧V_Sの増減でV_laが増減するため、
(1)式より電源電圧大でＴは小、電源電圧小でＴは
大となり、水銀灯メタルハライドランプとは逆に
なる。従つて第５図の制御ではますますランプ電
流、ランプ出力の変動率は悪化する。また第６図
の制御でも定格安定時のオフ期間△Ｔが一定であ
るので変動率は大きい。このように電源電圧変動
によつてランプ電流、ランプ出力の変動率が大き
いと、ランプ出力の増大によるランプ寿命の劣化
またランプ電流の減少による立消えを生じたりす
る。次の実施例はこのような欠点を解決すべく提
案された。主回路構成は第１図と同等である。 つぎに初期値回路を説明する。第８図において
ブロツクＡでは電源電圧Ｅに全波整流回路DB１
を接続し、出力端に抵抗R₁，R₂の直列回路を接
続する。抵抗R₁とR₂の接続点にツエナダイオー
ドZDのカソードを接続し、アノードにトランジ
スタTr₁のベースを接続する。Tr₁のベース・エ
ミツタ間に抵抗R₄をつなぎ、エミツタを全波整
流回路の負の端子に接続する。（以下アースライ
ンという）トランジスタTr₁のコレクタは抵抗R₃
を経て、バイアス電源V_CCに接続する。抵抗R₂の
両端には電源電圧Ｅを全波整流し分圧した電圧を
生じ、その電圧がツエナダイオードZDのツエナ
電圧V_ZD以上になつたとき、ツエナダイオードZD
はオンし、トランジスタTr₁をオンさせる。トラ
ンジスタTr₁のコレクタ電圧は第９図ロに示すよ
うになり、電源電圧の変動によりTr₁のオフ期間
は変化する。 一方電源ゼロクロス回路より単安定マルチを経
て単安定マルチの出力Ｑ（第９図ハ参照）とトラ
ンジスタTr₁のコレクタ電圧のオアを取る（第９
図ホ参照）。単安定マルチの出力の出力側に抵
抗R₅、コンデンサC₁の直列回路を接続し、C₁の
他端はアースラインに接続する。抵抗R₅とコン
デンサC₁の接続点より信号を取ることにより
を遅延させ、Ｑとのアンドを取ることにより第９
図ヘに示すようなパルスを得る。オアゲートの出
力をアツプカウンタａのイネーブル端子Ｅにつな
ぎ、アンドゲートの出力をアツプカウンタａのリ
セツト端子Ｒにつなぐ。アンドゲートの出力（第
９図ヘ）によつてアツプカウンタａはゼロにセツ
トされ、オアゲートの出力（第９図ホ）が“Ｌ”
レベルにあるとき、アツプカウンタａはクロツク
１の出力を加算する。このアツプカウンタａの出
力をアツプカウンタｂに与える。このアツプカウ
ンタｂは従来例のアツプカウンタの機能と同等で
ある。オアゲートの出力が“Ｌ”レベルである期
間加算された出力はアツプカウンタｂの初期値と
して読み込まれる。従つて電源電圧Ｅが上昇した
とき、オアゲートの出力が“Ｌ”レベルである期
間は、〓・_bから〓・_cと延び（第９図ホ参
照）、よつて初期値は大きくなり、逆に電源電圧
Ｅが下降したときは〓・_aと“Ｌ”レベルであ
る期間は短くなり、初期値も小さくする（T〓を
調整して電源電圧200V時の初期値に合わせる）。
このように電源電圧変動によつて初期値を変える
ことによつて、転流位相Ｔと交流制御素子S₁のオ
フ期間△Ｔの関係は第１０図、第１１図のように
なる。 このように電源電圧が上昇すると、オフ期間が
長くなるため電流は絞り込まれ、ランプ電流の上
昇は少なくなり、ランプ出力の増加も減る。また
逆に電源電圧が下降するとオフ期間が短くなり、
電流を増やす方向に働くため、ランプ電流の減少
は少なくなり、ランプ出力の低下も小さくなる。 このような電源電圧変動によつて初期値が変化
するような制御をすることによつて、電源電圧変
動によるランプ電流、ランプ出力の変動率を小さ
くすることが可能であり、ランプ寿命の劣化、ラ
ンプの立消え、光束変化による不快感等のランプ
電流、出力の変動率の悪さに伴なうさまざまな事
を緩和することができる利点がある。 第１２図は制御回路の他の実施例を示す。 制御回路はクロツク１とクロツク１′の出力を
切換え回路をしている。この切換え回路の出力側
はアツプカウンタに接続する。電源電圧ゼロクロ
ス検出回路出力は遅延回路に与えられる。この遅
延回路の出力は切換え回路に与えられる。他の構
成は第２図の場合と同等である。 第１３図にこの回路のタイミングチヤートを示
す。イは電源電圧、ランプ電流、転流位相を示
す。アツプカウンタは電源電圧ゼロクロス検出出
力（第１３図ロ）の“Ｌ”レベルであるT₀まで
初期値を読み込む。 遅延回路では（第１３図ハ）に示すような波形
を出力し、切換え回路では（１３図ニ）に示すよ
うに遅延回路出力が“Ｈ”レベルにあるときはク
ロツク１′を出力し、“Ｌ”レベルではクロツク１
を出力する。 つまりアツプカウンタでは（第１３図ハ）に示
すT〓なる位相までクロツク１′を加算し、T〓より
クロツク１を加算する。後の動作状態は第一実施
例と同じである。このように毎半サイクルのT〓
なる位相でクロツクを切換え、クロツク１′の周
期をクロツク１に比べ大きくすることによつて、
第１４図に示すようにT〓なる位相でアツプカウ
ンタのカウント数は変曲点を持ち、従つて転流位
相Ｔとオフ期間△Ｔの関係は、第１５図に示すよ
うにT〓なる位相より前では傾きを小さくできる。 ３種のランプの定格安定点は第１６図及び第１
表に示すように限流インダクタンスの値によつて
も、高圧ナトリウムランプと水銀灯、メタルハラ
イド灯は異なり、水平もしくはやや右上りの線上
に乗つている。従つて本制御回路で位相T〓を高
圧ナトリウムランプの定格安定点（第１表）に合
せ、クロツク１′の周期を３種のランプの定格安
定点を通るよう調整することにより、第１５図に
示すような制御条件のもとに定入力制御で３種の
ランプを定格に移行できる。

【表】 ここにV_ZはＩ＝3.3Aにおける限流インダクタ
ンスCH₁のインピーダンス電圧を示す。 第１表に示した値は中心値であり、±2゜程度の
巾を持つている。 第１７図は制御回路の他の実施例を示す。 電源電圧ゼロクロス検出回路は遅延回路を経て
アツプカウンタに接続される。その他の構成は第
１２図の場合と同じである。動作状態は従来初期
値を読み込む位相T₀を遅延回路によつて遅延さ
せ、T₀を高圧ナトリウムランプの定格安定点に
合わせ、初期値を調整する。 このようにすることによつて第１８図に示すよ
うにT₀なる位相で傾は変曲点を持ち、第１表に
示す定格安定点に近づけることができ、３種のラ
ンプ間の出力差を小さくでき、かつ定入力始動を
行うことができる。 次に他の実施例について説明する。 なお説明の都合上、従来例の欠点についての説
明をくりかえす。 主回路構成は電源電圧Ｅに交流制御素子S₁、限
流インダクタンスCH₁、放電灯Ｌの直列回路を接
続し、交流制御素子S₁の両端にコンデンサC₁と
抵抗R₁の直列回路と補助チヨークCH₂をつなぐ。
電源電圧Ｅの両端に力率改善用コンデンサC₀を
接続する（第１図参照）。次に第２図の制御回路
について説明する。 電源電圧Ｅの両端に電源ゼロクロス検出回路を
接続し、第３図ニに示すようなゼロクロス点より
一定位相T₀まで“Ｌ”レベルの信号を出力する。
転流検出回路を交流制御素子S₁のアノード・カソ
ード間に接続する。交流制御素子S₁はランプ電流
が転流するとオフとなり両端に第３図ロに示すよ
うな電圧を生ずる。この電圧を検出し、転流検出
回路では第３図ハに示すような信号を出力する。
電源ゼロクロス検出回路の出力信号をアツプカウ
ンタのロード端子に与え、アツプカウンタではこ
の信号が“Ｌ”レベルにあるT₀まで初期値をプ
レセツトし、T₀なる位相よりクロツク１を加算
していく。 転流検出回路の出力はラツチとダウンカウンタ
に接続する。T₀よりクロツク１を加算してゆく
アツプカウンタの出力は、転流検出回路の出力
（第３図ハ）の立上りでラツチに読み込まれる。
ラツチでは次の半サイクルでの転流検出回路出力
の立上りまで読み込んだ出力を保持し、そしてま
た読込の出力は更新される。 ダウンカウンタでは転流検出回路出力が“Ｌ”
レベルにあるとき、ラツチで保持している前半サ
イクルのアツプカウンタの出力を読み取り、転流
検出回路が“Ｈ”レベルになると、その読み込ん
だ数値よりクロツク２を減算していく。 ゼロ比較回路ではダウンカウンタの出力がゼロ
になつたら、トリガ回路に信号を出し、トリガ回
路では交流制御素子S₁にトリガをかけ導通させ
る。すなわちアツプカウンタでランプ電流が転流
するまでカウントした値を、ラツチにより半サイ
クル遅延し、その数値より減算することにより転
流位相Ｔに対する交流制御素子S₁のオフ期間△Ｔ
を作り出している（第４図参照）。第５図に転流
位相T_o-1とオフ期間△T_oの関係を示している。
ここで用いられている水銀灯、メタルハライドラ
ンプ、高圧ナトリウムランプ等の放電灯は、始動
直後はランプコンダクタンスが高く、定格点灯に
移行するに従つてランプコンダクタンスが減少し
てゆく性質を持つている。そのため限流インダク
タンスのみで点灯した場合は、始動直後は大きな
電流が流れ、定格に近づくにつれて電流値は小さ
くなつてゆく。しかしこの第５図の制御条件を持
つ点灯装置では、始動直後ランプコンダクタンス
が高いときは、ランプ電流の電源電圧に対する位
相も遅れるため、その転流位相を検出し、交流制
御素子のオフ期間を長くし、ランプ電流を絞り込
み（第５図のＡ点）定格に移行するに従つて第５
図に示す制御条件上を左に進み、ゆつくりとオフ
期間△Ｔを減少させてゆく（第５図のＢ点）。よ
つて第５図に示す制御条件が定入力始動（始動時
の入力電流が定格安定時以下）させるための制御
条件であることがわかる。第６図には定格安定点
の異なる水銀灯、メタルハライドランプと高圧ナ
トリウムランプを定格出力に達つせられるように
定入力始動させるための制御条件を示している。
ここにＢは水銀灯、メタルハライドランプの定格
安定点、Ｃは高圧ナトリウムランプの定格安定点
を示す。 ここで前半サイクルの転流位相T_o-1を用いて
現半サイクルの△T_oを定めているのは制御直線
上で動作点を収束させるためである。 この制御条件は電源電圧のゼロクロス点を基準
点として用いているため、電源電圧変動に対して
も変化せず一定であつた。しかしそのために電源
電圧変動に対しランプ電流、ランプ出力の変動率
が大きかつた。 第７図に限流インダクタンスのみで点灯した場
合のランプ電圧V〓_la、限流インダクタンス両端電
圧V_CH、電源電圧V〓_Sの関係を示してあるが、ラン
プ電流I_laの電源電圧V〓_Sに対する位相Ｔは、 Ｔ＝cos^-1V_la／V_S ……(2) ＝sin^-1I_la・ωL／V_S ……(3) と表わされる。ここにω：角周波数、Ｌ：インダ
クタンス 従つて水銀灯、メタルハライドランプ等の定電
圧特性を持つランプは(2)式より電源電圧大でＴは
大きく、電源電圧小でＴは小さくなる。従つてこ
の制御回路では第５図に示す制御条件に従つて、
電源電圧大で交流制御素子S₁のオフ期間△Ｔを大
きく、電源電圧小でオフ期間を小さくするよう制
御し、ランプ電流、電力の変化を小さくするよう
働くが不十分である。また高圧ナトリウム灯は定
電流性を持つランプのため、位相Ｔは(3)式より水
銀灯、メタルハライドランプとは逆に動き、ラン
プ電流、出力の変動率は悪い。 また第６図の制御では、定格付近の△Ｔが一定
になるように制御してあるため電源電圧変動によ
つてＴが変つても△Ｔは一定であるため変動率は
大きい。 このように電源電圧変動によつてランプ電流、
出力の変動率が大きいと、ランプ出力の増大によ
るランプ寿名の劣化、またランプ電流の減少によ
る立消えを生じたりする。 次の実施例はかかる欠点を解決すべく提案され
たものである。 主回路構成は従来例の第１図と同等である。 初期値回路を説明する。（第８図参照） 電源電圧Ｅに全波整流回路DB１を接続し、出
力端に抵抗R₁，R₂の直列回路を接続する。抵抗
R₁とR₂の接続点にツエナダイオードZDのカソー
ドを接続し、アノードにトランジスタTr₁のベー
スを接続する。Tr₁のベース・エミツタ間に抵抗
R₄を接続し、エミツタを全波整流回路の負の端
子に接続する（以下アースラインとする）。Tr₁
のコレクタは抵抗R₃を経てバイアス電源V_CCに接
続する。抵抗R₂の両端には電源電圧Ｅを全波整
流し分圧した電圧を生じ、その電圧がツエナダイ
オードZDのツエナ電圧V_ZD以上になつた時ツエナ
ダイオードZDはオンし、トランジスタTr₁をオ
ンさせる。トランジスタTr₁のコレクタ電圧は第
９図ロのようになり、電源電圧イの変動によりト
ランジスタTr₁のオン期間は変化する。 一方電源ゼロクロス回路に単安定マルチを接続
し、単安定マルチのＱ出力（第９図ハ）と、トラ
ンジスタTr₁のコレクタ電圧のオアを取る。 単安定マルチの出力の出力側に抵抗R₅、コ
ンデンサC₁の直列回路を接続し、コンデンサC₁
の他端をアースラインにつなぐ。抵抗R₅とコン
デンサC₁の接続点より信号を取ることにより
を遅延させ、Ｑとのアンドを取ることにより、第
９図ヘに示すようにの立上りでパルスを得る。 オアゲートの出力をアツプカウンタａのイネー
ブル端子Ｅにつなぎ、アンドゲートの出力をアツ
プカウンタａのリセツト端子Ｒにつなぐ。アンド
ゲートの出力（第９図ハ）によつてアツプカウン
タａはゼロにセツトされ、オアゲートの出力（第
９図ホ）が“Ｌ”レベルにあるときアツプカウン
タａはクロツク１を加算する。このアツプカウン
タａの出力をアツプカウンタｂに与える。このア
ツプカウンタｂは従来例のアツプカウンタの機能
と同等である。その他の構成及び動作は従来例と
同等である。 オアゲートの出力が“Ｌ”レベルである期間カ
ウントされたアツプカウンタａの出力はアツプカ
ウンタｂの初期値として読み込まれる。よつて電
源電圧Ｅが上昇したときオアゲートの出力が
“Ｌ”レベルである期間は〓・_bから〓・_Cと
伸び（第９図ホ）よつて初期値は大きくなり、逆
に電源電圧Ｅが下降したときは〓・_aと短くな
り初期値も小さくなる。この実施例の特徴として
はアツプカウンタａとアツプカウンタｂの接続の
方法にありアツプカウンタａからはカウント数を
２進数で出力するが、カウンタｂの入力の下位の
ビツトを無視し、１ビツトをずらして入力する。 例えばカウンタａの出力が電源電圧200Vで、
10000₂とする。電源電圧が220Vに上昇したとき
に10100₂と出力が増えたとする。これをそのまま
カウンタｂに入力しても、電源電圧変動による初
期値の変化は00100₂であるが、これを下位ビツト
を無視してずらして入力すると電源電圧200Vで
10000〓₂220Vで10100〓₂となる。（〓は０か１に
固定しておく）この場合この初期値の変化は
1000₂となり前述した場合と比べると、２倍の変
化巾となる。これは下位１ビツトをずらして入力
した場合であるが、下位２ビツトずらした場合は
４倍、下位３ビツトは８倍の変化とすることがで
きる。 このようにビツトをずらす場合第９図ホのT〓
を調整して電源電圧200V時の初期値に合わせる。 このようにカウンタａ，ｂの入出力の関係を下
位ビツトをずらして入力するような簡単な構成で
もつて電源電圧変動による初期値の変化を大きく
することができる。 このように電源電圧変動に対して初期値を変え
ることによつて転流位相Ｔと交流制御素子S₁のオ
フ期間△Ｔの関係は第１０図、第１１図のように
なる。 このように電源電圧が上昇するとオフ期間が長
くなるため、電流は絞り込まれ、ランプ電流の上
昇は少なくなり、ランプ出力の変動も小さい。ま
た逆に電源電圧が下降するとオフ期間は短くな
り、電流を増やす方向に働くため、ランプ電流の
減少は少なくなり、ランプ出力の変動も小さい。 このように電源電圧変動によつて初期値が変化
するような制御をすることによつて、ランプ電
流、ランプ出力の変動率は小さくなり、ランプ寿
命、ランプの立消え、光束変化による不快感など
を改善することができる。 第１９図は本発明の他の実施例を示す。 主回路構成は従来例と同等である。第１９図に
ついて初期値回路を説明する。 電源電圧Ｅに全波整流回路DB１を接続し、出
力端に抵抗R₁，R₂の直列回路を接続する。抵抗
R₁とR₂の接続点にツエナダイオードZDのカソー
ドを接続し、アノードにトランジスタTr₁のベー
スを接続する。Tr₁のベース・エミツタ間に抵抗
R₄を接続し、エミツタを全波整流回路の負の端
子に接続する（以下アースラインとする）。Tr₁
のコレクタは抵抗R₃を経てバイアス電源V_CCに接
続する。抵抗R₂の両端には電源電圧Ｅを全波整
流し、分圧した電圧を生じ、その電圧がツエナダ
イオードZDのツエナ電圧V_ZD以上になつた時、ツ
エナーダイオードZDはオンし、トランジスタ
Tr₁をオンさせる。Tr₁のコレクタ電圧は第９図
ロのようになり、電源電圧イの変動によりトラン
ジスタTr₁のオン期間は変化する。 一方電源ゼロクロス回路に単安定マルチを接続
し、単安定マルチのＱ出力（第９図ハ）と、トラ
ンジスタTr₁のコレクタ電圧のオアを取る。 単安定マルチの出力の出力側に抵抗R₅、コ
ンデンサC₁の直列回路を接続し、コンデンサC₁
の他端はアースラインにつなぐ。抵抗R₅とコン
デンサC₁の接続点より信号を取ることにより
を遅延させ、Ｑとのアンドを取ることにより第９
図ヘに示すようにの立上りでパルスを得る。 オアゲートの出力をアツプカウンタａのインネ
ーブル端子Ｅに接続し、アンドゲートの出力をア
ツプカウンタａのリセツト端子Ｒにつなぐ。 アンドゲートの出力（第９図ヘ）によつてアツ
プカウンタａはゼロにセツトされ、オアゲートの
出力（第９図ホ）が“Ｌ”レベルにあるとき、ア
ツプカウンタａはクロツク３を加算する。このア
ツプカウンタａの出力をアツプカウンタｂに与え
る。このアツプカウンタｂは従来例のアツプカウ
ンタの機能と同等である。その他の構成及び動作
は従来例と同等である。 オアゲートの出力が“Ｌ”レベルである期間カ
ウントされたアツプカウンタａの出力は、アツプ
カウンタｂの初期値として読み込まれる。よつて
電源電圧Ｅが上昇したときオアゲートの出力が
“Ｌ”レベルである期間は〓・_bから〓・_Cと
伸び（第９図ホ）、よつて初期値は大きくなり、
逆に電源電圧Ｅが下降したときは〓・_aと短く
なり初期値も小さくなる。この実施例の特徴とし
てはアツプカウンタａがカウントするクロツクが
クロツク３であり、且つその周期をクロツク１よ
り小さくすることにある。いま電源電圧が上した
時のカウンタａのカウント期間が〓・_bから
T〓・T_Cと△ｌだけ伸びたとする。クロツク１，
２，３の周期をそれぞれT₁，T₂，T₃とする。カ
ウンタａでクロツク１をカウントしている場合に
は、この△ｌの変化は初期値の変化として△ｌ／T₁ として与えられるが、この初期値の変化は導通位
相を△ｌ／T₁・T₂だけ変化させる。T₂／T₁の値は第５ 図で示される転流位相Ｔとオフ期間の傾きである
からして一定であり、従つて導通位相の変化をこ
れ以上動かすことはできなかつた。 しかしカウンタａにクロツク３をつなぎ、カウ
ントすることで導通位相の変化巾は△ｌ／T₃・T₂と なり、T₃の値をT₁より小さくすることにより、
より大きい任意の値でもつて△ｌの変化をT₂／T₃倍 導通位相の変化に拡大することができる。このよ
うにクロツク３をカウントする場合第９図ホの
T〓を調整して電源電圧定格時の初期値に合わせ
る。 このように電源電圧変動に対して初期値を変え
ることによつて、転流位相Ｔと交流制御素子S₁の
オフ期間△Ｔの関係は第１０図及び第１１図のよ
うになる。 このように電源電圧が上昇するとオフ期間が長
くなるため、電流は絞り込まれ、ランプ電流の上
昇は少なくなり、ランプ出力の変動も小さい。ま
た逆に電源電圧が下降するとオフ期間は短くな
り、電流を増やす方向に働くため、ランプ電流の
減少は少なくなり、ランプ出力の変動も小さい。 このように電源電圧変動によつて初期値が変化
するような制御をすることによつて、ランプ電
流、ランプ出力の変動率は小さくなり、ランプ寿
命、ランプの立消え、光束変化による不快感など
を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯回路を示し、第２図
は制御回路の構成、第３図はタイミングチヤート
でイは電源電圧、ロは交流制御素子がオフすると
き発生するパルス、ハは転流検出回路よりの発生
するパルス、ニはゼロクロス回路よりの波形、第
４図はアツプカウンタ及びダウンカウンタの動作
状態、第５図及び第６図は転流位相とオフ期間と
の関係、第７図は限流インダクタンスのみで点灯
した場合の電圧ベクトル図、第８図は制御回路の
他の実施例、第９図はタイミングチヤートでイは
電源電圧、ロはトランジスタTr₁のコレクタ電
圧、ハは単安定マルチの出力でＱ、ニは同上、
ホはアツプカウンタのイネーブル端子に入力され
るパルス、ヘはのパルスの立上りにより発生す
るパルス、第１０図及び第１１図は転流位相とオ
フ期間との関係、第１２図は制御回路の他の実施
例、第１３図はタイミングチヤートでイは電源電
圧、ランプ電流、転流位相、ロは電源電圧ゼロク
ロス検出出力、ハは遅延回路出力、ニは切換回路
出力、第１４図はアツプカウンタ及びダウンカウ
ンタの動作状態、第１５図は転流位相とオフ期間
との関係、第１６図は定格時の電流転流位相とト
ライアツクオフ期間との関係、第１７図は制御回
路の他の実施例、第１８図は転流位相とオフ期間
との関係、第１９図は制御回路の他の実施例を示
す。 Ｅ…電源、Ｌ…放電灯、Ct…制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源に接続される交流制御素子、限流イ
   ンダクタンス、放電灯の直列回路と、前記直列回
   路電流が転流する位相を、交流電源の毎半サイク
   ル検出する検出回路と、毎半サイクル中の基準点
   から転流する位相までの位相差が大のときは交流
   制御素子のオフ期間を大とし、かつ位相差が小の
   ときオフ期間を小とする条件で制御される該交流
   制御素子を制御する制御回路とを有する放電灯定
   入力点灯装置において、放電灯電流の前の半サイ
   クルにおける転流位相と電源回路に接続されてい
   る交流制御素子のオフ期間との関係を、水銀灯、
   メタルハライドランプ及び高圧ナトリウムランプ
   の安定点を通るように調整する手段を設けたこと
   を特徴とする放電灯定入力点灯装置。