JPS586076A

JPS586076A - 高周波インバ−タのスイツチング損失低減方法

Info

Publication number: JPS586076A
Application number: JP56101658A
Authority: JP
Inventors: Akira Dobashi; 明土橋; Hideo Yazawa; 秀夫矢沢
Original assignee: Kokusai Electric Co Ltd
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1981-06-30
Filing date: 1981-06-30
Publication date: 1983-01-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は高周波インバータにおける低スイッチング損失
制御、すなわち半導体素子を用いて直流を高周波に変換
せんとする場合に、スイッチング時の損失を少くする方
法に関するものである。

たとえば高周波誘導加熱用の高周波電源には５０　ＫＨ
２で４ＫＷ　〜１５０ＫＷの出力が要求される。

このような直流電源から高周波大電力への変換と負荷へ
の供給は、現代においては直列形インバータ回路を選び
半導体（サイリスタ等）のスイッチング方式で行うのが
通例である。スイッチングによる変換においては発生す
るスイッチング損失を少くすることが重要で、本発明に
おいては負荷と電源との整合（（インダクタンスＬ。と
コンデンサＣ８尾よる整合回路を用い、負荷電流がゼロ
点通過時に休止時間を設けてスイッチング損失を少くし
て回路効率を向上させること、および負荷変動に対し自
動追尾機構を設はスイッチング素子毎の電流流通時間ｔ
。と休止時間ｔｓの比を常に一定に保つことにより負荷
に効率よく電力を供給できるようにしたことが特徴であ
る。

従来のスイッチング方式直列形インバータについてはよ
く知られているので説明は省略するが、１・２図はスイ
ッチング素子にか＼る電圧、電流波形図である。従来の
回路では主体となるスイッチング素子に加わる電流電圧
波形は才２図（Ｂ）のようで、電圧波形Ｅと電流波彫工
の重なり合うａ、ｂの２個所でスイッチング損失を発生
することが欠点である。これ１（対し本発明では矛２図
（蜀のようにスイッチオン時のｂ点に電流体止時間を生
ずるようにし、この間のスイッチング損失をゼロにして
スイッチング動作を安定化させると共に、上記のような
特徴を発揮させるようにしたもので、以下本発明を実施
例によって説明する。

矛１図は本発明を実施した高周波インバータの回路図（
Ａ）と各部波形図（Ｂ）である。図中の１５は直流電源
、１，２はスイッチング用半導体素子、６はコンデンサ
０．４はインダクタンスＬで、５と４とで直列共振回路
（直列共振周波数をｆ８とする）を形成する。５はコン
デンサ、６はインダクタンス、７は負荷抵抗で、５，６
，７ｊｙて整合回路を形成させるが、その共振周波数を
１とする。８は高周波バイパス用コンデ／す、９，１０
はダンパーダイオード、１１．１２は電流検出部である
。

なおｄ、　、ｄ２はスイッチング半導体素子１，２の駆
動人力で、その詳細はオ６図によって説明する。

オ・１図において直流電源１３を接続した状態で、駆動
人力ｄ１．ｄ２（パルス）によってスイッチング半導体
素子１，２を交互に動作さ亡ると、直列コンデンサ５が
充電、放電動作を行い、その結果として直列コイル４、
整合回路５，６．７に交流電流が流れる。さらに詳しく
説明すると、素子１が駆動パルスｄ、によってオンとな
れば直列コンデンサ３が充電され、５，４，５，６，７
．Ｂの閉回路には電流が流れる。矛１図（Ｂ）の工、は
この充電電流の波形を示すもので、■、はコンデンサ５
の電位が直流電源１５の電位と同じになると停止する。

次に素子２が駆動パルスｄ２によってオンとなればコン
デンサ３に充電された電荷が放電して、コンデンサ３の
電位が零になると放電電流が停止する。

前記ｔ。とｔ、４ま図示の通りとなる。矛１図（Ｂ）の
工。

はこの放電電流の波形を示すものである。矛１図（Ｂ）
の負荷電流工、は工、と工、の波形を合成したものであ
るが、この波形の歪を小さく保つには５と４による直列
回路の直列共振周波数ｆと５，６゜７による整合回路の
共振周波数／ｒとの比を’ｅ／’ｒ−１，１〜１．５程
度の一定値に保てばよい。

オ６図はスイッチング半導体素子１，２を駆動するパル
スｄ、、（ＬＬの発生回路側図（Ａ）と各部波形例図（
Ｂ）である、矛３図を用いて駆動パルスｄ４．ｄ２の発
生方法を次に説明する。なお才５図（Ａ）において１４
は積分器、１５は比較器、１６は設定電圧（供給源）、
１７はＶ／Ｆ　（電圧→周波数）コンベータ、１８はパ
ルス成形回路、１９．２０は駆動回路である。

まず電流検出部１１（矛１図）の検出電流■。

（オ６図（Ｂ）の（イ））より矩形波（ロ）（工、ｐと
する）を１１に続＜、１−１の成形回路（図示省略）に
て作る。

また電流検出部１２の検出電流工′２（矛５図（Ｂ）の
０月の反転波に）から矩形波（（１）（工、ｒｐとする
）を１２に続く矛２の成形回路（図示省略）にて作る。

■、ｐと、■、ｒｐとを合成したものは牙３図（へ）の
波形となり、これが３・３図（Ａｌの回路の入力Ｇとな
る。矛５図（Ａ）において入力（へ）を積分器１４にて
積分した値を比較回路１５において設定電圧１６と比較
する。

このとき比較回路の出力Δｅはｆ８／ｆｒ　の決められ
た値たとえば１５のとき零となる。Δｅ　’ｉ　Ｖ／Ｆ
コンバータ１７において周波数に変換しパルス成形回路
１Ｂに入力させると周波数に対応する矩形波パルスが得
られるから、これをドライブ回路１９．２０ｉ通じてス
イッチング半導体１．２のゲートに駆動パルスｄ１．ｄ
２として送る。これらの動作によってスイッチング半導
体１，２のスイッチング動作シよ’ｅ”ｒが常に一定値
、この場合には１．５になるように自動追尾が行われる
。

さて本発明においては以上のような駆動パルスが与えら
れた場合に７８’に／ｒより約１．１〜１．４倍高い範
囲内の一定値となるように調整すれば、／８は才１図の
３，４直列回路の直列共振周波数、／ｒは負荷整合回路
の共振周波数すなわちイン・く−夕の出力周波数でその
周期は明らかにそれぞれｔ。＋ｔ８に対応するから、（
ｔｏ十ｔ８）／ｌｃを１．１〜１．４の間の一定値に、
従ってｔｅ”ｃｆ−一定に保つことになり、スイッチン
グ動作時１石電流停正時期より電圧発生時期を一定時間
ずらせてスイッチング閉時のスイッチング損失をゼロに
してスイッチング動作を安定化させ回路効率を高めると
共に、負荷電流の波形歪を少くするという目的が達成さ
れ回路に発生する。サージ電圧も小さいという効果もあ
る。

なお本発明はたとえば出力４　ＫＷ〜１５０ＫＷで周波
数５０　ＫＨｚの高周波誘導加熱用発振機等に適用して
好結果が得られている。

【図面の簡単な説明】

１−１図は本発明による高周波インバータの回路の波形
図（Ｂ）、矛５図はｔ１図のスイッチング素子の駆動パ
ルスの発生回路図である。１．２・・・スイッチング用半導体素子、　　５，５・
・・コンデンサ、４，６・・・インダクタンス、７・・
・負荷抵抗、　　８・・・コンデンサ、　　９，１０・
・・ダンパーダイオード、　　１１．１２・・・電流検
出部、１３・・・直流電源、　　１４・・・積分器、　
　１５・・・比較器、　　１６．・・設定電圧、　　１
７・・・Ｖ／’Ｆコ／バータ、１Ｂ・・・パルス成形回
路、　　１９．２０・・・駆動回路。特許出願人　　国際電気株式会社代理人　大塚　学外１名第１図＋Ａ）第２目第３図！９＋ｐ

Claims

【特許請求の範囲】直流電源に対し直列に接続された１対以上の半導体スイッチング素子と、上記スイッチング
素子の接続点と直流電源に並列な２個直列コンデンサの
接続点間にコンデンサＣとインダクタンスＬよりなる共
振周波数ｆ８　の直列共振回路と、上記インダクタンス
Ｌに結合させ共振周波数／ｒの整合回路とした負荷とを
具備した高周波インバータにおいて、半導体スイッチン
グ素子に加える矩形波スイッチング周波数ｆｒ’ｆｒ、
　／／／ｒ−１，１〜１．４の間の適当値に選びスイッ
チング素子の電流停止時より電圧発生時までを一定時間
ずらせてスイッチング損失を減少させることを特徴とす
る高周波インバータのスイッチング損失低減方法。