JPS5869128A - 温度補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は電子機器に使用される温度補償の改良に関する
ものであり、サーミスタを時定数抵抗に含み、環境温度
の変化により発振周波数を変化するＣＲ発振器を使用し
て温度−周期変換を行い、この周期を測定してアナログ
−デジタル変換をする方式の温度検出手段を有する温度
補償回路に係わるものである。 本発明の目的は、サーミスタを時定数抵抗に含むＣＲ発
振回路の発振信号の周期をデジタル−アナログ変換して
得られる温度データが、環境温度の一次式に概略反比例
するような回路を実現すると共に、温度を変数とするど
のような関数式を有する温度誤差項に対しても温度補償
が可能な方式を安価に提供することである。 従来、サーミスタをＣＲ発振器の時定数抵抗またはその
一部として使用し、該ＣＲ発振器の発振周波数又は周期
の変化によって環境温度の変化を検出する方法がよく知
られている。この方式は環境温度情報をアナログ−デジ
タル変換する上で最も容易であると云う利便性を有する
ため様々なデジタル計測機器等で多用されている。 しかし後述するようにサーミスタの抵抗値が温度の指数
関数で与えられる変化をするため、ＣＲ発振器の発振周
波数と周期も温度の指数関数となり、例えば温度に比例
した変化をする温度誤差項の補償をする上では不便であ
った。 発振周波数と高温における発振周波数の差が非常に大き
くなるため、アナログ−デジタル変換用のカウンタ回路
の構成が大きくなってしまう欠点があった。この欠点を
補うため、サーミスタに直列及び並列に数個の抵抗を組
合せ、その合成抵抗の変化が一定の温度領域で概略温度
に比例するようにしたり、特定の関数になるようにする
ことが工夫されている。しかしこのようにして実現され
る合成抵抗の温度特性は全て近似特性である上、実現の
不可能な関数も多くあった。また組合せの抵抗の数が多
く、抵抗値の精度も高いものが要求されるため温度補償
コストが′大変高くなってしまう欠点があった。 本発明は以上のような従来の技術の欠点を取り除き、実
用上大変便利な温度補償の回路を実現するものである。 以下に本発明の詳細な説明をする。 ここでサーミスタは遷移金属酸化物の複合焼結体であっ
て、高温領域で抵抗値が小さくなるいわゆるＮＴＣ（Ｎ
ｅｇａｔｉｖｅ　　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　　　Ｃｏ
ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　　　ＴｈｅｒｍｉＢｔｏｒ）を指
す。 温度センサーとしてのサーミスタは非常に優れた特徴を
有している。すなわち小型であり、高感度であり、抵抗
値が使い易い領域にある上かなり自由に設定でき、量産
性に優れているため経済的にも有利である。しかし多結
晶の焼結体であるため、熱電対等に比較して工業的再現
性については若干の問題がある。サーミスタの抵抗値Ｒ
と温度Ｔ（Ｋ）との間には（１）式のような関係がある
。 ここでＲ８は基準温度Ｔ。（Ｋ）におけるサーミスタの
抵抗値（以下基準抵抗値と称す）を示し、Ｂはサーミス
タ定数と呼ばれる定数である。 基準抵抗値Ｒ８とサーミスタ定数Ｂは共にサーミスタの
特性を示す重要な定数であるが、サーミスタの製造上で
工業的なバラツキを生ずる。このノ（ラツキによる定数
Ｒ８及びＢの誤差が、サーミスタの抵抗値Ｒを実測して
（１）式から温度Ｔを算出する場合、測定結果に誤差を
生ずる。 △Ｒｏ及びΔＢをそれぞれ基準抵抗値Ｒ８とサーミスタ
定数Ｂの誤差“″とすれば、温度Ｔにおける温度の測定
誤差△Ｔは（２）式で与えられる。 （２）式の右辺第一項は基準抵抗値Ｒ６起因の誤差を示
し、同第二項はサーミスタ定数Ｂ起因の誤差を示す。 今、温度Ｔ。＝２５℃における基準抵抗値Ｒ８の誤差△
Ｒ，を±５チ、サーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを±２チと
した時、温度の測定誤差△Ｔは第１表のようになる。た
だしサーミスタ定数Ｂは４０００にとした。 第１表に示される通り、基準抵抗値Ｒ８の誤差を±５チ
とした場合、温度の測定誤差ΔＴは±０．８°Ｃから±
１．４７℃となり決して小さくない。したがって温度補
償回路を構成する際に基準抵抗値Ｒ８の補正が必須とな
るのであるが、後述する如くその補正は割合簡単である
。 第　　１　　表 一方す−ミスタ定数Ｂの誤差を±２％とした場合、温度
が基準温度Ｔ。から離れるに従って温度の測定誤差△Ｔ
は幾何級数的に増大し、０℃以下及び５０℃以上で約±
０．５℃以上になりでしまう。 したがってサーミスタ定数Ｂの補正をしてやる必要があ
るが、サーミスタ定数Ｂの測定をするためにはサーミス
タに正確な温度変化を与えて抵抗値の変化を測定しなけ
ればならず、非常に手数がかしたがってサーミスタ定数
Ｂの誤差ΔＢを補正するよりも始めから誤差ΔＢの小さ
いサーミスタを選別使用する方が経済的である。例えば
サーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを±１チにすれば一４０℃
以上７０℃以下の範囲でサーミスタ定数Ｂ起因の温度測
定誤差（△Ｔ）を±０．５℃以下にすることができる。 またこのようなサーミスタを入手することも容易である
。 以上にサーミスタを温度センサーとして使用する場合の
温度測定精度について検討したが、以下に本発明の具体
的な実施例について詳細な説明をする。 第１図は本発明の基本的な構成を示すブロック線図であ
る。図面上、１はサーミスタを時定数抵抗に含み環境温
度の変イヒにより発振周波数を変化するＣＲ発振回路で
あり、２はＣＲ発・振回路１から出力される信号の周期
ｌの対数すなわち対数周期りを算出する対数周期測定回
路である。 該対数周期測定回路２は温度に依存して変化する周期ｌ
を有するパルスの間隔を測定してその対数をとり、数値
データで出力する機能を有している。 該数値データは対数周期りであり読み出し専用メモリー
６のアドレス入力として使用される。 この結果、該読み出し専用メモリー６のアドレスは温度
の変化によって変化することになり、該読み出し専用メ
モリー６の出力端からは、温度に依存した特定の関数関
係を有する数値データＤ（Ｔ）が出力される。該数値デ
ータＤ（Ｔ）は温度補償される機器の状態を変化させる
回路、すなわち調整回路４に伝達され、目的に合った温
度補償を行うのである。 ＣＲ発振回路１、対数周期測定回路２及び調整回路４は
一定の順序に順って動作をしなければならないが、この
制御はタイミング信号発生回路５によって行われる。ま
た該タイミング信号発生回路５は正確な時間基準信号を
保有し、対数周期測定回路２の時間基準となるブロック
信号を作って供給する。 このような構成においてＣＲ発振回路１の出力信号の周
期ｌは、時定数抵抗の値をＲ１時定数コンデンサの容量
値をＣ，ｋを定数として（３）式のようになる。 １　＝　ｋ　ＣＲ−−−−−−（３） 時定数抵抗がサーミスタのみである場合、（３）式に（
１）式を代入して（４）式を得る。 八　　見 ｅ　　−Ａｅ　　・・・（４） ただしＡは（５）式の通りである。 −μ Ａ：ｋＣＲｏ　ｅ　　ｏ　　　　　　　・・・・・・（
５）今、基準抵抗値Ｒ８をＩＭΩ、容量値Ｃを２０ＰＦ
、基準温度Ｔ０を２５°Ｇ（＝２９８Ｋ）、サーミスタ
定数Ｂを４０００にとし、ｋ＝１．３９とすれば、Ａの
値は約４．１２Ｘ１０−”である。 この時ＣＲ発振回路１の出力信号の周期１１ｒＬ第２図
のグラフで表わされ、温度Ｔの上昇と共に急激に減少す
る。この例において、温１Ｔ７５Ｚ６９℃から７０℃ま
で１℃変化する時に、周期ｌは０．１６６μＳｅＣ変化
するが、この変化を単位として７０°Ｃにおける周期と
一２０°Ｃにおける周期の差を表わすと約１７９４とな
る。この数値を２進数で表現するためにば１１ビツトが
必要であるが、７０℃から一２０℃までの温度を１℃ス
テップで表現するには冗長度が大きい。この冗長度を無
くするには、周期ｌを対数変換して対数周期りで表現す
れば良い。対数周期りは（４）式の対数をとって（６）
式のようになる。 この（６）式のグラフは第３図に示されるような双曲線
であるが、温度Ｔが一２０℃（２５３Ｋ）以上かつ７０
°Ｃ（３４３Ｋ）以下の領域では直線に近似している。 この場合曲線の勾配は高温領域で小さくなるが、温度Ｔ
が６９℃から７０℃へ１℃変化する時に、対数周期りは
約０．０１５変化する。 この変化を単位暑して７０℃における対数周期と一２０
℃における対数周期の差分を表わすと約１２２となる。 この数値は７ピノトの２進数で表現でき、冗長度は圧縮
される。このようにＣＲ発振回路１の出力信号周期ｌを
対数圧縮してデータ長を４ピノト分縮小できるのである
が、これによって読み出し専用メモリー６のアドレスの
数は１６分の１となり、メモリー６を大巾に節約できる
のである。また上述した通り、対数周期しは一定の温度
範囲内においては概略直線と見なすことができるので、
単に温度計として使用する場合には読み出し専用メモリ
ー６による関数変換を必要とせず、対数周期測定回路２
の測定数値をそのまま温度として使用す゛ることもでき
る。 以上に第１図のブロック線図について本発明の詳細な説
明したが、以下にブロック線図の構成要素について具体
的な実施回路を例として更に詳細な説明を行う。 第４図はサーミスタを時定数抵抗とするＣＲ発振回路１
の具体的な実施回路の一例を示す回路図である。図面上
、１ａはサーミスタであり、ＣＲ発振回路１０時定数抵
抗として使用されており、１ｂはコンデンサであり時定
数容量として使用されている。１ｃ、１ｄ及び１ｅは共
にＣ−ＭＯＳのイン・′：−タであり、１ｆはＣ−ＭＯ
ＳのＮＡＮＤゲートである。インバータ１Ｃの出力はＮ
ＡＮＤゲート１ｆの第一の入力に、該ＮＡＮＤゲート１
ｆの出力はインバータ１ｄの入力に、該インノ（−夕１
ｄの出力はインバータ１ｅの入力にそれぞれ接続され、
インバータ１ｅの出力はコンデンサ１ｂを介してインバ
ータ１Ｃの入力に接続されている。又インバータ１ｄの
出力とインノく一夕１Ｃの入力の間にはサーミスタ１ｄ
が接続されており、ＮＡＮＤゲー）１ｆの第二の入力に
は発振制御信号Ｃが外部のタイミング信号発生回路５よ
り印加されている。 このような構成において発振制御信号Ｃの論理が）“に
なった時、ＣＲ発振回路１は発振を開始する。 このＣＲ発振回路１の出力信号はインノ；−夕１ｄの出
力から取り出される矩形波信号Ｆであり、この信号Ｆの
周期ｌは（３）式で示した通りである。 この場合、定数には約１．３９である。しかし上述した
通りサーミスタ１ｄは工業的な誤差を有しており、コン
デンサ１ｂの容量値も又誤差を保有しているため、誤差
補正をする必要がある。この補正方法として最も基本的
な手法はコンデンサ１ｂを可変容量としておき、（３）
式のＲ及びＣの積が一定となるように容量値を調整する
ことである。 この方法は単にコンデンサ１ｂをトリマーコンデンサと
して達成されるだけでなく、複数個のコンデンサを組合
せて最適容量を得ることでも達成される。また第２の方
法としては発振回路１の出力信号Ｆを分周する分周回、
路を設け、該分周回路の分周比を適宜選択する方法があ
る。この場合（３）式の定数には設定された分周比をｈ
として（力式のようになる。 ｋ＝１．３９ｈ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　・・・・・・（力このような分周比可変の分周回路は
入力信号のパルス列の数をプリセット値から減算計数す
るダウンカウンタと、該ダウンカウンタの内容数値が０
であることを検出する０検出回路と、該０検出回路がＯ
の検出を行った時に前記ダウンカウンタに分周比として
指定入力された数値をプリセットする回路とによって容
易に達成される。・又、後述するレートマルチプライヤ
−の応用によっても更に便利な可変分周比分周回路が実
現できる。 第５図は第４図のＣＲ発振回路１の出力信号又はその信
号を適当に分周補正した信号Ｆの対数周期りを測定する
対数周期測定回路２の具体例を示す回路図である。該対
数周期測定回路２は大別して、ゲート制御信号発生回路
２Ａと、該ゲート制御信号発生回路２Ａによって制御さ
れるゲート回路２ｆと、該ゲート回路２ｆの出力信号を
分周するレートマルチプライヤ−２１と、該レートマル
チプライヤ−２１の出力信号のパルス数を分周及び計数
し且つラッチするカウンタ回路２Ｂとからなっている。 ゲート制御信号発生回路２ＡはＤ型フリップフロップ２
ａ、２進４ピツトのカウンタ２ｂ、デコーダ２ｃ、２個
の２人力ＡＮＤゲー゛ト２ｄ及び２ｅとから成っている
。Ｄ型フリップフロップ２ａのクロック入力端子Ｔには
被測定信号Ｆが入力され、データ入力端子りは論理１に
固定されている。 該り型フリップフロップ２ａの出力は第１の２人力ＡＮ
Ｄゲー）２ｄにおいて被測定信号Ｆとの論理積がとられ
る。該２人力ＡＮＤゲー）２ｄの出力信号はカウンタ２
ｂにて計数され、その計数結果が特定の値に達りすると
デコーダ２Ｃがその出力論理値を１から０に変化する。 第２の２人力ＡＮＤゲート２ｅにおいてはＤ型フリップ
フロップ２ａの出力と、デコーダ回路２Ｃの出力との論
理積がとられ、該論理積がゲート制御信号Ｓ。とじて使
用される。又り型フリップフロップ２ａのリセット入力
端子Ｒとカウンタ２ｂのりセント入力端子Ｒには共通な
制御信号Ｓ１が外部のタイミング信号発生回路５より供
給されている。このよ゛うな構成のゲート制御信号発生
回路２Ａは次のような動作を行う。 通常制御信号Ｓ、は論理）“にあり、Ｄ型フリップフロ
ップ２ａとカウンタ２ｂはリセットされており、Ｄ型フ
リップフロップ２ａの出力は論理０、デコーダ２Ｃの出
力は論理１である。この結果ゲート制御信号Ｓ。の論理
値は０である。 制御信号Ｓ１が論理０に変化すると、その後の最初の被
測定信号Ｆの立下がりによってＤ型フリップフロップ２
ａの出力は論理１に転じ、ゲート制御信号Ｓ。の論理値
は１となる。また被測定信号ＦＵＡＮＤゲート２ｄを介
してカウンタ２ｂに伝えられ、計数される。該計数結果
があらかじめ定められた値〔１０〕になると、デコーダ
２Ｃの論理出力が反転し、論理０となりゲート制御信号
Ｓｏは再び論理０となる。 一方デコーダ２ｃの出力は外部のタイミング信号発生回
路５に伝えられ、その結果として制御信号ＳＩが論理１
に復帰して一連の動作を終了する。 この動作を通じ第２のＡ−ＮＤゲゲー２ｅから、被測定
信号周期ｌの１０倍に等しい時間だけ論理値１を出力し
、ＡＮＤゲートを構成するゲート回路２ｆを開放して時
間基準としてのクロック信号Ｃ１を通加させる。該クロ
ック信号Ｃ″ｌも又、外部のタイミング信号発生回路５
より供給されるものである。 ゲート回路２ｆの出力のパルス信号ηはレートマルチプ
ライヤ−２１の入力として作用するが該レートマルチプ
ライヤ−２１は、２進７ビツトの第２のカウンタ２ｇ及
び論理ゲート２ｈとから成立っている３、この論理ゲー
ト２ｈの出力信号Ｘは次の論理式で与えられる。ただし
第２のカウンタ２ｇの出力信号ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ−ｆ
、及びｇはそれぞれ２°　２１　、２２．２３　、２４
　、２５、及び２６の重みを持った２進数のビット信号
である。 ＋ａｂ　ｃ　ｄ　ｅ　ｆ　ｇＡ　−（８）（８）式の意
味はレートマルチプライヤ−２１のレート入力端子Ａ、
Ｂ、σ、汀、百、Ｖ、及びσに対し論理人力１又はＯを
印加した時、入力パルス信号ηの入力パルス数Ｐと出力
信号Ｘのパルス数Ｘとの間に次式の関係があることを示
し〜ている。 十ｚ’　　・し＋２１　　・ｔ５＋２’　・Ａノ・・°
（υ１すなわち、レート入力端子Ａ−Ｇに設定された２
進数に比例した数のパルスを出力信号Ｘとして発生する
のである。 該出力信号又はカウンタ回路２Ｂに伝達されて、カウン
タ回路２Ｂを構成する分周比〔１６〕の分周回路２１に
よって分周された後、２進７ビノトの第３のカウンタ回
路２ｊによって計数される。 該第３のカウンタ２ｊの出力信号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、
Ｆ、及びＧはそれぞれ２°　２１　、２２．２３．２４
．２５、及び２６の重みを持つ２進数のビット信号であ
り、共にラッチ２ｋに伝達されている。 一方線７個の信号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ、及びＧはそ
れぞれ反転され、論理ゲート２ｈのレート人７［子Ａ、
Ｂ、Ｃ，Ｄ、百、ｒ、及ヒＧ　Ｋ接続されている。すな
わちレートマルチプライヤ−２１のレート入力には第３
のカウンタ回路２ｊの内容数値の補数（２の補数）が印
加されている。 又、第２、第３のカウンタ２ｇ、２ｊ及び分周回路２１
には外部のタイミング信号発生回路５よりリセット信号
Ｓ２が印加せられ、ラッチ２ｋにはが印加されている。 対数周期測定回路２の構成は以上に述べた通りであるが
、次にその動作について第６図の信号波形に基づき説明
を行う。 先ず波形（イ）に示される発振制御信号Ｃが論理１にな
ると、第４図ＯＣＲ発振回路１は動作を始め、その出力
信号は周波数調整を受けた後、被測定信号Ｆとして、第
５図の対数周期測定回路２に印加される。次に波形（ロ
）に示すリセット信号Ｓ２が一時的に論理１になって２
個のカウンタ２ｇ、２ｊ及び分周器２１をクリアーする
。 ＣＲ発振回路１が発振開始して後、安定時間ｔ。 が過ぎてから波形（ハ）で示される測定信号Ｓ１が論理
０となり、上述した通りゲート信号発生回路２Ａが動作
し、波形に）で示されるゲート制御信号Ｓｏが論理１と
なる。これによってゲート２ｆが開放され、パルス信号
ηが発生するが゛、該パルス信号ηはカウンタ２ｇと論
理ゲート２ｈとからなるレートマルチプライヤ−２１及
び分周回路２１とによって分周され、信号ｙで示される
パルス列となる。該パルス列は第３のカウンタ回路２Ｊ
によって計数される。この計数によってレートマルチプ
ライヤ−２１のレート入力数値は刻々と変化し、レート
マルチプライヤ−２４の分周比が除々に増大するが、増
大速度は除々に遅くなる。 やがてゲート制御信号Ｓ。は論理０となりゲート回路２
ｆを閉じ、パルス信号ηは停止する。この後波形（ホ）
で示されるラッチ信号Ｓ３を一時的に論理１にし、カウ
ンタ回路２ｊの内容数値をラッチ２ｋにセーブすると共
に発振制御信号Ｃを論理ＯにしてＣＲ発振器１の動作を
停止する。 以上によって一連の測定動作の一周期が完了し、ラッチ
２ｋに入力信号Ｆの周期の対数に比例した数値りが保存
される。以後説明の中では対数周期と云う言葉を広義に
とらえ；この数値りを指す。 この一連の測定動作は周期的に繰り返えされるが、通常
の民生機器の温度補償をＩＪＩＱとした場合１分間に１
回位の測定で十分な温度追従性が出せる。 このように測定を間欠的に行うのはＣＲ発振器１の消費
する電力を節約するためである。 次に第５図の回路の対数周期測定回路２としての性能に
ついて検討する。第７図は第５図の対数周期測定回路２
の主要部をブロック線図で示したものである。入力パル
ス信号ηはレートマルチプライヤ−２Ｊ？にて分周され
て信号Ｘとなり、該信号Ｘは分周器２１で更に分周され
て信号ｙとなる。 該信号ｙのパルスはカウンタ２ｊで計数され、測定結果
数値Ｎとして出力されると共に、該測定結果の数値Ｎは
補数回路２ｍによって２の補数艮に変換されてレートマ
ルチプライヤ−２１のレート入力端子Ａ−Ｇに印加され
ている。 ここでレートマルチプライヤ−２１の最大分周比をＭ＋
１とすると、信号η及びＸの周波数ｆη及びｆｘの間に
は、 の関係がある。また分周回路２１の分周比をＫとすると
信号ｙの周波数ｆｙは となる。したがってカウンタ２ｈの内容が数値Ｎの時に
、信号ｙが１パルス出力されるために必要な信号ηのパ
ルス数Ｐｍは次式のようになる。 Ｋ（Ｍ＋１） Ｐｎ＝□　　　　　　　・・・・・・０２尺 数値ＮがＯから最大値Ｍまで計数する時、信号ηのパル
ス数は第２表に示される。ただし補数尺はＮ＝Ｍ−Ｎ　
　　　　　　　　　　　・・・・・・（１３）である。 信号ｙＯＮ番目のパルスが出るまでに信号ηが入力する
パルス数は次式で計算される。 、、、　　　　ｍ　　　　　ｍ＝ｌ　　　　　　ｍ−Ｋ
（Ｍ＋１　）（γ＋Ａ’　ｎ　（Ｍ　−Ｎ−１）・・・
・・・０４） 但し、γ＝０．５７７２・・・　（オイラ一定数）ａ２
　　＝−！−ａ３　　＝〒１ ２ （１４）式を第５図の実施回路例にあてはめると、Ｍは
１２７、Ｋは１６であり、数値Ｎを対数周期りとして、 ） ・・・・！・（１つ となる。 第８図は（１５１式をグラフに示したものであり、縦軸
に第５図の第３のカラ／り回路２ｊの内容数値りをとり
、横軸にゲート回路２ｆから出力されるパルス信号ηの
パルス数ΣＰｎを対数目盛りで示しである。グラフは、
信号ηの５００パルスから５０００パルスの範囲におい
て概略直線であり、カウンタ２ｊの内容数値りはパルス
数ΣＰｎの対数゛に概略比例関係にあることを示してい
る。 ゲート制御信号Ｓ。が論理Ｙのとき、ゲート回路２ｆか
ら出力されるパルスの数ΣＰｎは信号ηの周期とみなせ
るからカウンタ２ｊの内容数値しはその対数に比例した
数値、すなわち対数周期でろる。 第９図は第２図のような温度周期特性を有する信号を第
５図の回路によって対数周期に変換した場合の、温度Ｔ
と対数周期りとの関係を示すグラフである。被測定信号
ＦはＣＲ発振回路１の出力信号を１／３２分周したもの
でクロック信号Ｃ１の周波数は１００ＫＨｚとした。グ
ラフより明らかなように一２０℃から７０℃の温度Ｔが
、（１２６）から

〔９〕までの整数値に変換されている
。 変換曲線は常温の領域では直線的で、低温領域及び高温
領域でやや曲がる。このため−１０℃以下の領域及び４
０℃以上の領域では温度Ｔに関する分解能が２℃となる
が、１０℃近くでは０．５℃の分解能が得られる、この
ようにして得られた対数周期しは７ビノトの２進数であ
り、これをアドレス入力とした読み出し専用メモリー６
によって温度補償に直接必要なデータに変換さ九る。 第１Ｏ図は電子時計の時間精度の温度補償を本発明の温
度補償回路で実現する場合の具体的ブロック線図を示す
もので、特に第１図に示した読み出し専用メモリー６と
調整回路４の部分５について詳細に説明するための回路
例である。 図面上、１は第４図のＣＲ発振回路であり、２は第５図
の対数周期測定回路である。６は読み出し専用メモリー
であり、対数周期測定回路２の出力で対数周期りを示す
２進数の７個のビット信号Ａ、Ｂ、Ｃ％Ｄ、　Ｅ、Ｆ、
及びＧをそれぞれアドレス入力信号Ａ＋　−Ａ２　、Ａ
ｓ　、Ａ４　、Ａ５　、Ａａ及びＡ７としている。該読
み出し専用メモリー６の出力データＤ（Ｔ）はＤｌ、Ｄ
２、Ｄ３　、Ｄ４、Ｄ、及びＤ６０６ビノトであり、各
ビット信号は時計回路の時間精度調整回路４０６個の２
人力ＡＮＤゲート４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ及び４
ｆのそれぞれ１人力となっている。 ６ケの２人力ＡＮＤゲー）４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ４ｅ
及び４ｆの出力はそれぞれフリップフロップ回路ＦＦ＋
　、ＦＦ２　、ＦＦｓ　、ＦＦ４　、ＦＦ５、及びＦＦ
６のダイレクトセント端子Ｓに接続されている。該６個
の７リノプフロノプ回路ＦＦ、〜ＦＦ６は、時計の時間
基準信号源である水晶発振回路７の信号を順次分周する
分周回路８を構成している。該分周回路８の出力信号は
時計回路の主要部分である計時回路９に伝えられ、時間
の基準単位として計数される。 から特定の条件を受けて発振制御信号Ｃ１制御信号Ｓ３
、リセット信号Ｓ２、ラッチ信号Ｓ３及び調整タイミン
グ信号Ｓ４を出力する。信号Ｃ，Ｓ、、Ｓ２、及びＳ３
は上述した通りの機能を有するので説明を省略する。調
整タイミング信号Ｓ４は時間精度調整回路４の動作タイ
ミングを指示する信号であり、インパルス化回路４ｇに
よって水晶発振回路７の出力パルス巾よりも小さいイン
パルス信号に変換され、６ケの２人力ＡＮＤゲート４ａ
〜４ｆの第二の入力となっている。 ６は可変分周回路であり、ＣＲ発振回路１に含まれるサ
ーミスタの基準抵抗値Ｒ８と時定数コンデンサの容量値
Ｃとの積の誤差を補正する回路である。該可変分周回路
６は５ビツトのレートマルチプライヤ−２１と分周比〔
８２〕の外周器の直列接続回路であり、３本の調整端子
６ａ・、６ｂ及び６ｃに入力される論理値を適宜選択す
ることによって、入力周波数の３１／３２Ｘ８２．３０
／３２Ｘ８２．２９／３２ｘ８２．２８／３２　Ｘ　８
２．２７／３２Ｘ８２．２６／３２　Ｘ　８２．２５／
３２Ｘ８２及び２４／３２Ｘ８２　　の周波数のどれか
を取り出すことができる。設計中央値として、出力周波
数が２８／３２Ｘ８２　　とすると時定数ＣＲ，の誤差
の補正範囲は＋１６チから−１２，５１であり、合せ込
みの精度は約±１．８チとなる。 一方時間基準信号となるクロック信号Ｃ１としては、水
晶発振回路７の３２．７６８　Ｋｌ（ｚの出力信号がそ
のまま使用されている。このような回路構成において時
計の時間精度の温度補償は次のように行われる。タイミ
ング信号発生回路５から一連のタイミング制御信号Ｃ，
Ｓ、、Ｓ２　、及びＳ３が第６図に示した如く出力され
ることにより、ＣＲ発振回路１から温度の指数関数であ
る周期を有する信号が出力され、該信号の周期を可変分
周回路６で補正した後、対数周期測定回路２で対数周期
りが測定される。該対数周期しは読み出し専用メモリー
３のアドレスとなり測定結果に対応した温度補４償デー
タが読み出し専用メモリー６から出力される。 この出力データＤ（Ｔ　）の構成ビットのうちＤｌはフ
リップフロップ回路ＦＦ、に入力するクロックパルスの
数を１分に付き１個増加するがしないかを制御する信号
であり、ビットＤ２、Ｄ３、Ｄ　４　、　Ｄ　５及びＤ
６はそれぞれフリップフロップＦＦ２、ＦＦ、　、ＦＦ
４．ＦＦ、及びＦＦ６に入力するクロックパルスを１分
につき１個増加するかどうかを制御する信号である。各
７リツプフロノ７’　Ｆ　Ｆ　、〜ＦＦ、に入力するク
ロックパルスは水晶発振回路７の発生するパルスの１倍
、２倍、４倍、８倍、１６倍及び３２倍の重みを保有し
ているから、読み出し専用メモリー６の出力データＤ（
Ｔ）は１分間に分周回路８に対し水晶発振回路７から何
個余計にパルスを加算してやるかを指定している数値デ
ータと見なすことができる。 該数値データは１分間に１回出力される調整タイミング
信号Ｓ４の発生時に、６個のＡＮＤゲート４ａ〜４ｆを
介して分周回路８にダイレクトセットする方法で加算演
算されるのである。これは等制約に水晶発振回路７の発
振周波数が高くなったことを意味するが、その平均的周
波数増大分は読み出し専用メモリー６の出力データＤ（
Ｔ）を使ってＤ　（Ｔ　）　／　６０　Ｈｚとなる。 水晶発振回路７の基準発振周波数は３２７６８　ｆｉｚ
であるから、周波数の調整率Ｅ−（Ｐ　Ｐ　Ｍ　）は次
式％式％ 一方３２ＫＨｚ帯の音叉形水晶振動子を用いた場合水晶
発振回路７の周波数の温度特性式は次式のようになる。 ここで△ｆｏ、（Ｈｚ）は水晶発振回路７の発振周波数
の温度Ｔ（Ｋ）に依存する誤差項であり、通常温度２９
６（Ｋ）においてＯになるように調整されている。 △ｆｏ　　−ａ　（Ｔ　　２９６　）２（Ｈｚ）　　−
・＝ａη０η式のａは２次温度係数と呼ばれる定数で約
１１００である。０η式の△ｆｏが０になるよう・にす
るにはＥＸ３８７６８＝△ｆ　ｏ−・・・・（１８）と
すれば良い。従って次式を得る。 Ｄ（Ｔ　）＝　　　　　　　　　（Ｔ−２９６）２０．
５１Ｘ３２７６８ キ０．０６６（Ｔ−２９６）２　　　・・・・・・（１
９１読み出し専用メモリー６の出力データＤ（Ｔ）は、
アドレス入力としての対数周期りの数値に対応する温度
Ｔを（１９式に代入して得られる数値を２進数表現した
ものである。第３表は第９図の換算グラフによって読み
出し専用メモリー６のアドレス入力が決定される場合の
出力データＤ（Ｔ）及び周波数補正率Ｅを示す。第３表
より一８℃以下と＋５４°Ｃ以上では温度補償の限界を
越えて温度誤差が大きくなることがわかる。 以上に第１０図の回路例について動作説明をしたが、こ
の回路においては時間精度の調整が１分間毎に瞬間的に
行われるので、調整データを連続して保存しておく必要
はない。したがって第５図の対数周期測定回路に示した
ラッチ２には不要であり、ランチ信号Ｓ３を調整タイミ
ング信号Ｓ４に代替えすることが可能となる。これと同
じような温度補償回路はエレクトロクロミックディスプ
レイ（ＥＣＤ）の表示濃度の温度補償にも使用される。 これはＥＣＤの表示濃度が表示の変更をする一定時間内
の温度によってのみ影響されることによるもので、表示
の変更をしない時には温度補償のためのデータを必要と
しないためである。 しかし一般的には温度補償データを常時必要とする場合
が多いので第５図にはその場合の例を示した。 以上に本発明の詳細な説明を行ったが、本発明によれば
、電子機器の温度補償が極めて容易にかつ安価に達成で
きる。すなわち温度センサーにサーミスタを使用し、温
度感度をサーミスターの特性に依存してしまうことによ
って感度調整のための複雑な作業を必要としなくなった
こと。サーミスタの抵抗値の変化をＣＲ発振回路によっ
て信号周期に変換したためアナログデジタル変換が極め
て容易になると同時にサーミスタ抵抗値の誤差の補正も
デジタル処理できるようになったこと。 周期を対数周期に変換することで有効数字を減らすこと
ができ、このため読み出し専用メモリーのメモリー量が
大巾に節約できたこと。温度補償のために直接必要とな
る温度の関数が、どのような複雑な形をもっていても読
み出し専用メモリーにプログラムすることで達成できる
ようになったこと等様々な技術上の問題点が解決された
。 また第１．０図に示したような回路は、サーミスタと水
晶発振子以外の殆んど全ての部品が集積回路化できるた
め、大量生産によって極めて安価に入手できるのである
。このような優れた特徴を有する本発明の温度補償回路
は上記した電子時計の時間精度や、ＥＣＤの表示濃度の
温度補償ばかりでなく、多分割マトリクス駆動の液晶表
示装置の温度補償や、ストレンゲージ、ホトトランジス
タ、ホール素子等のセンサーの温度補償にも極めて有用
である。また温度計そのものとしての利用範囲も寒暖計
や体温計として広く考えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本的構成を示すブロック線図であり
、第２図と第３図はサーミスタＣＲ発振回路の周期特性
を示すグラフ、第４図はＣＲ発振回路を示す回路図、第
５図は対数周期測定回路を示す回路図、第６図と第７図
は第５図の回路動作を説明するための信号波形図とブロ
ック線図、第８図と第９図は第５図の回路の特性を示す
グラフ、絹１０図は電子時計に適用した本発明の実施例
を示すブロック線図である。 １・・・・・・ＣＲ発振回路　１ａ・・・・・・サーミ
スタ１ｂ・・・・・・コンデンサ　２・・・・・・対数
周期測定回路２Ａ・・・・・・ゲート制御信号発生回路
２ｆ・・・・・・ゲート回路　２１・・・・・・分周回
路２ｊ・・・・・・カウンタ回路 ２１・・・・・・レートマルチプライヤ−４・・・・・
・調整回路　５・・・・・・タイミング信号発生回路Ｃ
６・・・・・・クロック信号　Ｌ・・・・・・対数周期
Ｆ・・・・・・被測定信号　Ｋ−σ・・・山し−ト入カ
端子第２図 第３図 第４図 第６図 第７図 第８図 第９図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　少なくとも、サーミスタを時定数抵抗に含み
   、環境温度の変化によって発振周波数を変化するように
   したＣＲ発振回路と、該ＣＲ発振回路の出力信号の周期
   の対数を測定する対数周期測定回路と、環境温度の関数
   として与えられる特定の温度補償データを保持する読み
   出し専用メモリーとを有し、前記ＣＲ発振回路の発振信
   号の周期を前記対数周期測定回路で対数圧縮して概略環
   境温度に反比例した数値を得、該数値を前記読み出し専
   用メモリーのアドレス入力となして環境温度に対応する
   温度補償データを得るよう構成したことを特徴とする温
   度補償回路。 （２、特許請求の範囲第１項記載の対数周期測定回路は
   、被測定信号の周期の整数倍のパルス中のゲート制御信
   号発生回路と１．該ゲート、制御信号発生回路によって
   制御されるゲート回路と、該ゲート回路の出力信号を入
   力信号とするレートマルチグライヤーと、該レートマル
   チプライヤ−の出力信号を分周する分周回路と、該分周
   回路の出力信号のパルス数を計数するカウンタ回路とを
   有し、該カラ／り回路の内容数値を前記被測定信号の対
   数周期として出力すると同時に、該カウンタ回路の内容
   数値の補数を前記レートマルチプライヤのレート入力端
   子に印加してな捻、前記カウンタ回路をクリアをした後
   に前記ゲート回路を、前記被測定信号の周期の整数倍の
   時間だけ開放して、時間基準としてのクロック信号を通
   加せしめた時、前