JPS5870328A - 電力変換器の電流制御装置 - Google Patents
電力変換器の電流制御装置Info
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- JPS5870328A JPS5870328A JP16837681A JP16837681A JPS5870328A JP S5870328 A JPS5870328 A JP S5870328A JP 16837681 A JP16837681 A JP 16837681A JP 16837681 A JP16837681 A JP 16837681A JP S5870328 A JPS5870328 A JP S5870328A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明、は点弧位相制御により負荷に供給する電力を可
変できる電力変換器の電流制御装置に関する。
変できる電力変換器の電流制御装置に関する。
良く知られているように、点弧位相制御により負荷に供
給する電力を可変できる電力変換器は各種の分野で広く
用いられている。例えば、サイリスタをグレーツ結線し
た電力変換器で直流電動機を駆動している。電力変換器
で負荷を駆動する場合、負荷電流を所定値に制御するこ
とが行われる。
給する電力を可変できる電力変換器は各種の分野で広く
用いられている。例えば、サイリスタをグレーツ結線し
た電力変換器で直流電動機を駆動している。電力変換器
で負荷を駆動する場合、負荷電流を所定値に制御するこ
とが行われる。
負荷電流の制御は電流制御回路で行われる。電流制御回
路は負荷電流の平均値が所定値になるように制御する。
路は負荷電流の平均値が所定値になるように制御する。
具体的には電流指令値と実際値を比較して実際値が指令
値と一致するように制御する。
値と一致するように制御する。
一方、電力変換器はサイリスタなどのスイッチング動作
によって負荷電流を制御する。負荷電流は電力変換器の
スイッチング動作によって脈動するようになる。負荷電
流が脈動すると平均値を正しく検出できなくなる。この
ため、負荷電流を検出するとフィルタで平滑し、電流制
御回路に電流実際値（平均値）として帰還するようにし
ている。
によって負荷電流を制御する。負荷電流は電力変換器の
スイッチング動作によって脈動するようになる。負荷電
流が脈動すると平均値を正しく検出できなくなる。この
ため、負荷電流を検出するとフィルタで平滑し、電流制
御回路に電流実際値（平均値）として帰還するようにし
ている。
しかしながら、フィルタの時間遅れのため制御の応答性
が低下するのを免れない。また、近年は高応答性が要求
されるようになってきておシ、これを満足するため前向
きゲインを大きくするとフィルタによる後向きの時間遅
れのため制御が不安定となる。
が低下するのを免れない。また、近年は高応答性が要求
されるようになってきておシ、これを満足するため前向
きゲインを大きくするとフィルタによる後向きの時間遅
れのため制御が不安定となる。
本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは負荷電流の制御を応答性良く安定に行える
電力変換器の電流制御装置を提供することにある。
するところは負荷電流の制御を応答性良く安定に行える
電力変換器の電流制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは電力変換器の位相制御する
ために与えるゲートパルスのパルス発生時点間の電流差
に基づき負荷電流の変化分を制御する電流変化制御回路
を負荷電流の平均値を制御する電流制御回路の従側に設
けたことにある。
ために与えるゲートパルスのパルス発生時点間の電流差
に基づき負荷電流の変化分を制御する電流変化制御回路
を負荷電流の平均値を制御する電流制御回路の従側に設
けたことにある。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図はサイリスタをグレーツ結線した電力変換器で直
流電動機を駆動する場合の実施例である。
流電動機を駆動する場合の実施例である。
第１図において、電力変換器１はサイリスク８１〜Ｓ６
をグレーツ結線して構成され、直流電動機２を駆動する
。直流電動機２に流れる電流■は電流検出器４に検出さ
れフィルタ６と電流変化率検出回路８に加えられる。フ
ィルタ６は電流■を平滑し平均値電流ＩＭを出力する。
をグレーツ結線して構成され、直流電動機２を駆動する
。直流電動機２に流れる電流■は電流検出器４に検出さ
れフィルタ６と電流変化率検出回路８に加えられる。フ
ィルタ６は電流■を平滑し平均値電流ＩＭを出力する。
電流指令値ＩＭＣと実際値ＩＭが比較器２０で比較され
、その偏差が電流制御回路５に加えられる。電流制御回
路５は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御するも
ので、電流偏差Δ工に応じて補償演算（例えば比例補償
）を行い電流レート指令値ＨｔＣを出力する。一方、電
流変化率検出回路８はゲートパルス発生回路９が発生す
る点弧パルスＰの一周期間における電流工の変化率値Ｉ
ＲＲ，Ｆ’を出力する。電流Ｖ−ト指令値ＩＲＣと変
化率値Ｉ ＲＪ（、Ｆは比較器２１で比較され電流レー
ト制御回路７に加えられる。電流Ｖ−ト制御回路７は補
償演算を行い、点弧角指令αを出力する。電流ンート制
御回路７の補償演算は比例補償、積分補償のいずれでも
良いが、前段に微分補償（電流変化検出回路８）がある
ので安定性の点から積分補償が望ましい。
、その偏差が電流制御回路５に加えられる。電流制御回
路５は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御するも
ので、電流偏差Δ工に応じて補償演算（例えば比例補償
）を行い電流レート指令値ＨｔＣを出力する。一方、電
流変化率検出回路８はゲートパルス発生回路９が発生す
る点弧パルスＰの一周期間における電流工の変化率値Ｉ
ＲＲ，Ｆ’を出力する。電流Ｖ−ト指令値ＩＲＣと変
化率値Ｉ ＲＪ（、Ｆは比較器２１で比較され電流レー
ト制御回路７に加えられる。電流Ｖ−ト制御回路７は補
償演算を行い、点弧角指令αを出力する。電流ンート制
御回路７の補償演算は比例補償、積分補償のいずれでも
良いが、前段に微分補償（電流変化検出回路８）がある
ので安定性の点から積分補償が望ましい。
ゲートパルス発生回路９は点弧角指令αに応じた位相で
電力変換器１のサイリスタＳ１〜Ｓ６に点弧パルスを与
える。電力変換器１に点弧パルスを与えることにより交
流電源３から直流電動機２に直流電圧が印加される。
電力変換器１のサイリスタＳ１〜Ｓ６に点弧パルスを与
える。電力変換器１に点弧パルスを与えることにより交
流電源３から直流電動機２に直流電圧が印加される。
第２図は電流変化検出回路８の一例であシ、単安定回路
１０，１１、サンプルホールド回ｖｆｒ１２゜１３．２
２、減算器１４、バイアス設定器２０、積分器２１およ
び割算器２３とから構成される。
１０，１１、サンプルホールド回ｖｆｒ１２゜１３．２
２、減算器１４、バイアス設定器２０、積分器２１およ
び割算器２３とから構成される。
以下、その動作を第３図、第４図を参照して説明する。
今、電流指令値ＩＭＣを第３図の如くステップ状に増加
させると電流制御回路５は第３図の如き電流レート指令
値ＩＲＣｆ：出力する。電流レート制御回路７は電流レ
ート指令値ＩＲＣと後述するようにして得られる点弧パ
ルス−周期間の電流変化値ＩＲＦの差金点弧パルス発生
時点間の除した変化率値ＩＲＲＦに基づいた点弧角指令
αを出力する。ゲートパルス発生回路９は点弧角指令α
に応じだ点弧角で電力変換器１のサイリスタ８１〜Ｓ、
に点弧パルスを与える。これによシ、電流■は図示の如
く脈動しながら増加する。フィルタ６から得られる平均
値電流ＩＭは図示の如く増加する。電流制御回路５は電
流実際値（平均値）ＩＭと指令値ＩＭＣとの偏差Δ■が
Δ工、以下になると電流レート指令値ＩＲＣを漸次減少
させる。
させると電流制御回路５は第３図の如き電流レート指令
値ＩＲＣｆ：出力する。電流レート制御回路７は電流レ
ート指令値ＩＲＣと後述するようにして得られる点弧パ
ルス−周期間の電流変化値ＩＲＦの差金点弧パルス発生
時点間の除した変化率値ＩＲＲＦに基づいた点弧角指令
αを出力する。ゲートパルス発生回路９は点弧角指令α
に応じだ点弧角で電力変換器１のサイリスタ８１〜Ｓ、
に点弧パルスを与える。これによシ、電流■は図示の如
く脈動しながら増加する。フィルタ６から得られる平均
値電流ＩＭは図示の如く増加する。電流制御回路５は電
流実際値（平均値）ＩＭと指令値ＩＭＣとの偏差Δ■が
Δ工、以下になると電流レート指令値ＩＲＣを漸次減少
させる。
、さて、このようにして直流電動機２の電流を制御する
際、電流変化率検出回路８は次のような動作を行い点弧
パルスの一周期間の電流変化率値Ｉ Ｉ［ＬＦ’を出力
する。
際、電流変化率検出回路８は次のような動作を行い点弧
パルスの一周期間の電流変化率値Ｉ Ｉ［ＬＦ’を出力
する。
ゲートパルス発生回路９が点弧パルスＰを発生すると、
単安定回路１０．１１は第４図に示す如キパルスＰ、、
Ｐ２を出力する。これらのパルスＰｌ、Ｐ２は数十μｓ
程度の幅であり、パルスＰの立上シに同期してパルスＰ
、が発生し、パルスＰ、の立ち下シに市期してパルスＰ
２が発生するようになっている。パルスＰ１はサンプル
ホールド回路１２．２２のホールドパルスとして、また
パルスＰ２はサンプルホールド回路１３のホールドパル
スおよび積分器２１のリセットパルスとして用いられる
。パルスＰ２が発生した時にサンプルホールド回路１３
は電流検出器４で検出された電流■を保持する。即ち、
点弧パルスＰの発生時点の電流値を保持することになる
。一方、サンプルホールド回路１２はパルスＰ、の発生
時点の減算器１４の減算値を保持する。第４図に示すよ
うにパルスＰ！の発生時点におけるサンプルホールド回
路１３の出力ＩＰは前回の点弧パルス発生時点の電流を
保持している。したがって、減算器１４の出力は前回の
パルス発生時点の電流と現時点の電流の差となる。サン
プルホールド回路１２はパルスＰＬを与えられると減算
器１４の出力を４保持するので、その出力ＩＲＦは前回
のパルス発生時点の電流値と今回のパルス発生時点の電
流値の差、つまり点弧パルスを発生する一周期間の電流
値の差となる。パルスＰ１の発生後にすぐにパルスＰ２
が出力され、新しい１直をサンプルホールド回路１３は
保持する。積分器２１はパルスＰ２の周期でバイアス設
定器２０から与えられる一定値を積分を行い、パルスＰ
２によってリセット−ｇれる。積分器２１の積分出力は
パルスＰ２でリセットされる直前に、つまりパルスＰｌ
の発生したときにサンプルホールド回路２２に保持され
る。
単安定回路１０．１１は第４図に示す如キパルスＰ、、
Ｐ２を出力する。これらのパルスＰｌ、Ｐ２は数十μｓ
程度の幅であり、パルスＰの立上シに同期してパルスＰ
、が発生し、パルスＰ、の立ち下シに市期してパルスＰ
２が発生するようになっている。パルスＰ１はサンプル
ホールド回路１２．２２のホールドパルスとして、また
パルスＰ２はサンプルホールド回路１３のホールドパル
スおよび積分器２１のリセットパルスとして用いられる
。パルスＰ２が発生した時にサンプルホールド回路１３
は電流検出器４で検出された電流■を保持する。即ち、
点弧パルスＰの発生時点の電流値を保持することになる
。一方、サンプルホールド回路１２はパルスＰ、の発生
時点の減算器１４の減算値を保持する。第４図に示すよ
うにパルスＰ！の発生時点におけるサンプルホールド回
路１３の出力ＩＰは前回の点弧パルス発生時点の電流を
保持している。したがって、減算器１４の出力は前回の
パルス発生時点の電流と現時点の電流の差となる。サン
プルホールド回路１２はパルスＰＬを与えられると減算
器１４の出力を４保持するので、その出力ＩＲＦは前回
のパルス発生時点の電流値と今回のパルス発生時点の電
流値の差、つまり点弧パルスを発生する一周期間の電流
値の差となる。パルスＰ１の発生後にすぐにパルスＰ２
が出力され、新しい１直をサンプルホールド回路１３は
保持する。積分器２１はパルスＰ２の周期でバイアス設
定器２０から与えられる一定値を積分を行い、パルスＰ
２によってリセット−ｇれる。積分器２１の積分出力は
パルスＰ２でリセットされる直前に、つまりパルスＰｌ
の発生したときにサンプルホールド回路２２に保持され
る。
サンプルホールド回路２２０ホールド値はパルス発生周
期ｔの時間値Ｔとなる。割算器２３はパルス発生−周期
間の電流変化値ＩＲＦを時間Ｔで割算し、変化率値ＩＲ
ＲＦを出力する。このような動作を繰り返すことで、電
流変化率検出回路８は点弧時点パルスを発生する一周期
間の変化分率値Ｉ Ｒ，ＲＦ’を演算して出力する。な
お、パルスＰ。
期ｔの時間値Ｔとなる。割算器２３はパルス発生−周期
間の電流変化値ＩＲＦを時間Ｔで割算し、変化率値ＩＲ
ＲＦを出力する。このような動作を繰り返すことで、電
流変化率検出回路８は点弧時点パルスを発生する一周期
間の変化分率値Ｉ Ｒ，ＲＦ’を演算して出力する。な
お、パルスＰ。
の発生時点の電流■と、パルスＰ２の発生時点の電流■
とは厳密な意味では異なっているが、点弧パルスＰの間
隔が数ｒｐ ｓ ’ｂるのに、ｏｌとＰ２の間隔のずれ
は数十μｓ程度であシ、はとんど無視できる。このこと
から、パルスＰＩ、Ｐ２が発生した時点を点弧時点電流
と考えることができる。
とは厳密な意味では異なっているが、点弧パルスＰの間
隔が数ｒｐ ｓ ’ｂるのに、ｏｌとＰ２の間隔のずれ
は数十μｓ程度であシ、はとんど無視できる。このこと
から、パルスＰＩ、Ｐ２が発生した時点を点弧時点電流
と考えることができる。
このように、電流変化率検出回路８は点弧パルスを発生
する毎に、前回の点弧パルス発生時点の電流値の変化率
値を出力する。このために、第５図のように、点弧パル
ス間の電流の平均値が同じ動作波形であっても、変化率
値ＩＲＲＦによって電流■が増加しているか、減少して
いるか、又は変化していないかがわかる。このことから
、ｔｆｉ制御回路５のゲインを高くとって応答を早めて
も、安定に制御できる。
する毎に、前回の点弧パルス発生時点の電流値の変化率
値を出力する。このために、第５図のように、点弧パル
ス間の電流の平均値が同じ動作波形であっても、変化率
値ＩＲＲＦによって電流■が増加しているか、減少して
いるか、又は変化していないかがわかる。このことから
、ｔｆｉ制御回路５のゲインを高くとって応答を早めて
も、安定に制御できる。
これに対し、例えばＩＲＲＦを用いずに電流制御回路５
の出力ＩＲ，Ｃで直接にゲートパルス発生回路９ｆ：動
作させ、電流制御を行うと、第５図（ａ）。
の出力ＩＲ，Ｃで直接にゲートパルス発生回路９ｆ：動
作させ、電流制御を行うと、第５図（ａ）。
（１））の場合には応答性または安定性が悪くなる。即
ち、電流指令値ＩＭＣがステップ状に増加した場合を考
えると、第５図の３つの波形では平均値が一定であるの
で、電流制御回路５は第５図（ａ）、（ｂ）。
ち、電流指令値ＩＭＣがステップ状に増加した場合を考
えると、第５図の３つの波形では平均値が一定であるの
で、電流制御回路５は第５図（ａ）、（ｂ）。
（Ｃ）の状態に対して同じ点弧位相で制御するように動
作する。しかし、第５図（ａ）の波形では電流は減少す
る方向であるので、同じ点弧位相で制御したのでは電流
がな刀）なか増加せずに応答性が悪くなる。捷た、第５
図（ｂ）（２）の波形では電流が増加する方向であるの
で、電流が流れすぎてオーバーシュートが生じ、安定性
が悪くなる。このように、平均電流のみを制御したので
は電流の変化状況の違（９） いを把握できずに応答性又は安定性が悪くなる。
作する。しかし、第５図（ａ）の波形では電流は減少す
る方向であるので、同じ点弧位相で制御したのでは電流
がな刀）なか増加せずに応答性が悪くなる。捷た、第５
図（ｂ）（２）の波形では電流が増加する方向であるの
で、電流が流れすぎてオーバーシュートが生じ、安定性
が悪くなる。このように、平均電流のみを制御したので
は電流の変化状況の違（９） いを把握できずに応答性又は安定性が悪くなる。
又、点弧パルス発生時点の電流値は、制御系が自分で決
めた点弧位相角によって決められる電流値であり、電力
変換器１及び直流電動機２等の主回路定数に影響されな
い。例えば、第４図の任意の２点の電流値の変化をみる
と、それは主回路定数を検出していることに々逆制御系
の特性改善には効果がない。
めた点弧位相角によって決められる電流値であり、電力
変換器１及び直流電動機２等の主回路定数に影響されな
い。例えば、第４図の任意の２点の電流値の変化をみる
と、それは主回路定数を検出していることに々逆制御系
の特性改善には効果がない。
このように、電流変化率検出回路８を設けることで、電
流変化率値を点弧パルス発生毎に瞬時に検出できるので
、電流レート制御を高速応答化できる。又、電流の増減
方向を高速に調整できる電流レート制御系をマイナール
ープとしているので、電流制御回路５のゲインを尚くと
っても安定な制御が可能となる。このことから、目標と
する電流値に高速応答で、かづ精度良く制御できる。ま
た、電力変換器１に流れる電流が断続したときに電力変
換器１の非線形特性を線形に補償することもできる。
流変化率値を点弧パルス発生毎に瞬時に検出できるので
、電流レート制御を高速応答化できる。又、電流の増減
方向を高速に調整できる電流レート制御系をマイナール
ープとしているので、電流制御回路５のゲインを尚くと
っても安定な制御が可能となる。このことから、目標と
する電流値に高速応答で、かづ精度良く制御できる。ま
た、電力変換器１に流れる電流が断続したときに電力変
換器１の非線形特性を線形に補償することもできる。
第６図は本発明による電流制御装置の他の実施（１０）
例である。第１図と同じ数字は同じ機能を示す。
又、第１図と異なっているのは電流制御回路５をリミッ
タの付いた増幅器１５で構成したものである。第７図の
ように、電流指令値ＩＭＣをステップ状に変化きせると
、フィルタ６からの実際値ＩＭと指令値ＩＭＣの差は大
きくなる。今、この差が１゜以上だと増幅器１５の出力
はリミッタ値りになっている。この結果、電流レート指
令ＩＲＣは一定となり、第７図のように点弧時点電流値
の変化率が一足で電流■が増加する。そして、指令値Ｉ
ＭＣと実際値ＩＭの差が一定値■ｏ以下になった時間Ｔ
Ｒ後に、電流レート指令値ＩＲＣは保検に小さくなシ、
ＩＭＣと１の平均値はほぼ等しい点で平衡状態となる。
タの付いた増幅器１５で構成したものである。第７図の
ように、電流指令値ＩＭＣをステップ状に変化きせると
、フィルタ６からの実際値ＩＭと指令値ＩＭＣの差は大
きくなる。今、この差が１゜以上だと増幅器１５の出力
はリミッタ値りになっている。この結果、電流レート指
令ＩＲＣは一定となり、第７図のように点弧時点電流値
の変化率が一足で電流■が増加する。そして、指令値Ｉ
ＭＣと実際値ＩＭの差が一定値■ｏ以下になった時間Ｔ
Ｒ後に、電流レート指令値ＩＲＣは保検に小さくなシ、
ＩＭＣと１の平均値はほぼ等しい点で平衡状態となる。
このように、第６図の構成にすると、直流電動機２に流
れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、直流電動機２の
電流を保護できる。又、第６図のリミッタ値りを変更す
るだけで電流のレートを変更でき調整も簡単である。
れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、直流電動機２の
電流を保護できる。又、第６図のリミッタ値りを変更す
るだけで電流のレートを変更でき調整も簡単である。
更に、第８図に本発明による電流制御装置の他（１１）
の一実施例を示す。第１図と同じ数字は同じ機能を示す
。第７図の特徴は、電流制御演算をマイクロコンピュー
タ１６で行っている点である。その他、ディジタル式ゲ
ートパルス発生回路１７、Ａ／Ｄ変換器１８．１９があ
る。マイクロコンピュータ１６は点弧パルスＰが発生す
る毎に第９図の処理を実行する。
。第７図の特徴は、電流制御演算をマイクロコンピュー
タ１６で行っている点である。その他、ディジタル式ゲ
ートパルス発生回路１７、Ａ／Ｄ変換器１８．１９があ
る。マイクロコンピュータ１６は点弧パルスＰが発生す
る毎に第９図の処理を実行する。
最初に、電流■の瞬時値をＡ／Ｄ変換器１８を介して取
シ込む。第９図の処理が点弧パルス発生時点であるので
、この値は第４図で示したＩＰと同じ値となる。ここで
、ＩＰ（ｎ）のｎはｎ回目のデータを意味している。又
、その他のＩＭ（ｎ）等も同じ意味を示す。次に、電流
■の平均値をフィルタ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してＩ
Ｍ（ｎ）として取シ込む。更に、電流指令ＩＭＣ（ｎ）
および、前回のパルス発生時点から今回のパルス発生時
点までの時間Ｔ（ｎ）を取シ込む。これらの処理をステ
ップ３０で行う。次に、ステップ３２において前回の点
弧パルス発生時点の電流値ＩＰ（ｎ−１）とＩＰ（ｎ）
との差Ｉｎ、Ｐ（ｎ）を求（１２） め、また、ステップ３３で電流差ＩＲＦ’（ｎ）をパル
ス発生周期の時間Ｔ（ｎ）で割算し電流変化率値ＩＲＲ
Ｆ（ｎ）を求める。ステップ３４で電流指令ＩＭＣ（ｎ
）と検出値ＩＭ（ｎ）との差を取シ、′に流偏差ΔＩ（
ｎ）を求める。そして、ΔＩ（ｎ）とＩｏとの大小比較
を行う。もし、ΔＩ（ｎ）が■。より大きいときには、
ステップ３８で符号を含めて、それぞれの最大値りに電
流レート指令ＩＲＣ（ｎ）をする。又、ΔＩ（ｎ）がＩ
Ｏより小さいときには、ステップ４０で比例ゲインに１
をΔＩ（ｎ）に掛けて電流ｖ−ト指令ＩＲＣ（ｎ）とす
る。即ち、ステップ３６〜４０からの処理は第６図の増
幅器１５の機能を行う。
シ込む。第９図の処理が点弧パルス発生時点であるので
、この値は第４図で示したＩＰと同じ値となる。ここで
、ＩＰ（ｎ）のｎはｎ回目のデータを意味している。又
、その他のＩＭ（ｎ）等も同じ意味を示す。次に、電流
■の平均値をフィルタ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してＩ
Ｍ（ｎ）として取シ込む。更に、電流指令ＩＭＣ（ｎ）
および、前回のパルス発生時点から今回のパルス発生時
点までの時間Ｔ（ｎ）を取シ込む。これらの処理をステ
ップ３０で行う。次に、ステップ３２において前回の点
弧パルス発生時点の電流値ＩＰ（ｎ−１）とＩＰ（ｎ）
との差Ｉｎ、Ｐ（ｎ）を求（１２） め、また、ステップ３３で電流差ＩＲＦ’（ｎ）をパル
ス発生周期の時間Ｔ（ｎ）で割算し電流変化率値ＩＲＲ
Ｆ（ｎ）を求める。ステップ３４で電流指令ＩＭＣ（ｎ
）と検出値ＩＭ（ｎ）との差を取シ、′に流偏差ΔＩ（
ｎ）を求める。そして、ΔＩ（ｎ）とＩｏとの大小比較
を行う。もし、ΔＩ（ｎ）が■。より大きいときには、
ステップ３８で符号を含めて、それぞれの最大値りに電
流レート指令ＩＲＣ（ｎ）をする。又、ΔＩ（ｎ）がＩ
Ｏより小さいときには、ステップ４０で比例ゲインに１
をΔＩ（ｎ）に掛けて電流ｖ−ト指令ＩＲＣ（ｎ）とす
る。即ち、ステップ３６〜４０からの処理は第６図の増
幅器１５の機能を行う。
このようにして得られた電流レート指令Ｉ Ｒ，Ｃ（ｎ
）とステップ３３で求めた点弧時点電流の変化率値１１
１ＲＦ（ｎ）とを用い、ステップ４２の処理を行い、点
弧位相の設定値α（ｎ）を求める。ステップ４２の処理
は積分補償と同じ機能であシ、Ｋ２はそのゲインである
。このようにして得られたα（ｎ）’ｅゲートパルス発
生回路１７に設定す（１３） ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直流電動
機２に所望の電流が流れる。
）とステップ３３で求めた点弧時点電流の変化率値１１
１ＲＦ（ｎ）とを用い、ステップ４２の処理を行い、点
弧位相の設定値α（ｎ）を求める。ステップ４２の処理
は積分補償と同じ機能であシ、Ｋ２はそのゲインである
。このようにして得られたα（ｎ）’ｅゲートパルス発
生回路１７に設定す（１３） ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直流電動
機２に所望の電流が流れる。
このように、マイクロコンピュータ１６を用いて、かつ
点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧時点電流値及び
その変化分の検出が容易となり、構成も簡単となる。又
、マイクロコンピュータ１６の処理も点弧パルス発生毎
に１回だけ第９図のような処理を行えばよいので比較的
処理速度の遅いマイクロコンピュータでも処理できる効
果を有する。
点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧時点電流値及び
その変化分の検出が容易となり、構成も簡単となる。又
、マイクロコンピュータ１６の処理も点弧パルス発生毎
に１回だけ第９図のような処理を行えばよいので比較的
処理速度の遅いマイクロコンピュータでも処理できる効
果を有する。
以上の各実施例では、パワー変換器として３相全波位相
制御回路を例にとって説明したが、相数を限定とすΣ必
要のないことは明白である。又、他の電力変換器、例え
ばチョッパ回路の場合は、チョッパ周Ｍ（又はチョッパ
をオフする時点毎）毎の時点を前述した点弧パルス発生
時点と考えればよい。更に、インバータ、サイクロコン
バータ等もそれぞれの半導体スイッチをオンする時点、
又はオフする時点を前述した点弧パルス発生時点と考え
れば本発明が適用できる。
制御回路を例にとって説明したが、相数を限定とすΣ必
要のないことは明白である。又、他の電力変換器、例え
ばチョッパ回路の場合は、チョッパ周Ｍ（又はチョッパ
をオフする時点毎）毎の時点を前述した点弧パルス発生
時点と考えればよい。更に、インバータ、サイクロコン
バータ等もそれぞれの半導体スイッチをオンする時点、
又はオフする時点を前述した点弧パルス発生時点と考え
れば本発明が適用できる。
（１４）
更に、点弧パルス発生時点よシ一定時間だけずれた時点
での電流値の変化率値を電流レート制御回路のフィード
バック値を用いたとしても、特性が多少変わるが同様な
効果が得られ、本発明が適用できることは明白である。
での電流値の変化率値を電流レート制御回路のフィード
バック値を用いたとしても、特性が多少変わるが同様な
効果が得られ、本発明が適用できることは明白である。
本発明によると、半導体スイッチの繰シ返し周期点にお
ける電流値の変化率を制御する電流レート制御回路をマ
イナーループとして備えているので、電流の平均値制御
が応答良く、かつ安定に行える効果を有する。
ける電流値の変化率を制御する電流レート制御回路をマ
イナーループとして備えているので、電流の平均値制御
が応答良く、かつ安定に行える効果を有する。
第１図は本発明になる電力変換器の電流制御装置の一実
施例を示すブロック構成図、第２図は第１図の電流変化
分検出回路の一実施例を示すブロック構成図、第３図、
第４図は動作波形例を示すタイムチャート、第５図は本
発明の効果を示すだめの説明図、第６図は本発明になる
電力変換器の電流制御装置の他の一実施例を示すブロッ
ク構成図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチャ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流側（１５
） 御装置の他の一実施例を示すブロック構成図、第９図は
第８図のマイクロコンピュータの処理内容を示すフロー
チャートである。 １・・・電力変換器、２・・・直流電動機、５用電流制
御回路、６・・・フィルタ、７・・・電流レート制御回
路、８・・・電流変化率検出回路。 代理人 弁理士 高橋明夫 （１６）
施例を示すブロック構成図、第２図は第１図の電流変化
分検出回路の一実施例を示すブロック構成図、第３図、
第４図は動作波形例を示すタイムチャート、第５図は本
発明の効果を示すだめの説明図、第６図は本発明になる
電力変換器の電流制御装置の他の一実施例を示すブロッ
ク構成図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチャ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流側（１５
） 御装置の他の一実施例を示すブロック構成図、第９図は
第８図のマイクロコンピュータの処理内容を示すフロー
チャートである。 １・・・電力変換器、２・・・直流電動機、５用電流制
御回路、６・・・フィルタ、７・・・電流レート制御回
路、８・・・電流変化率検出回路。 代理人 弁理士 高橋明夫 （１６）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、点弧位相制御によって負荷に供給する電力を可変で
きる電力変換器と、該電力変換器に点弧パルスを与える
パルス発生手段と、前記変換器に流れる電流を検出する
電流検出手段と、該電流検出手段で検出される変換器電
流の平均値が電流指令値となるよう制御する電流制御回
路と、該電流制御回路の従側に設けられ、前記パルス発
生手段のパルス発生時点間の電流差をその間の時間で除
した値に基づき前記変換器電流の変化率を制御する電流
変化率制御回路とを備え、該電流変化率制御回路は前記
電流制御回路の出力信号を電流変化率指令値とし、前記
パルス発生手段が次に発生すべき点弧パルスの位相を制
御するようにしたことを特徴とする電力変換器の電流制
御装置。 ２、前記電流制御回路は飽和特性のある比例補償を行う
ものである第１項記載の電力変換器の電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16837681A JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16837681A JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5870328A true JPS5870328A (ja) | 1983-04-26 |
| JPS645325B2 JPS645325B2 (ja) | 1989-01-30 |
Family
ID=15866945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16837681A Granted JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5870328A (ja) |
-
1981
- 1981-10-21 JP JP16837681A patent/JPS5870328A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS645325B2 (ja) | 1989-01-30 |
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