JPS5875318A - モノマルチバイブレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、例えばビデオ信号段においてノーストを除去
する♂−スト除去装響の基準時刻検出回路を構成するマ
スキングツｅルス形成回路に適用して好適なラノマルチ
ノ々イブレータに関する。

ザースト除去装置として＃Ｉ１図に示す如き４のがある
・即ち第１図において、アンテナ（１）からの信号がチ
ューナ（２）、映像中間崗波増幅器（３）を通じて映像
検波回路（４）に供給され、ビデオ信号が検波される。

このビデオ信号が先行ゴーストの除去期間に対応する遅
延回路（５）を介して合成器（６）Ｋ供給されると共に
、後述するトランスノ々−サルフィルタからのゴースト
を模擬した打消用信号がこの合成器（６）に供給されて
、この合成器（６）からゴーストの除去されたビデオ信
号が出力端子（７）に取り出される・ さらに映像検波回路（４）から得られるビデオ信号がト
ランスノ々−サルフィルタを構成する遅延回路（８）に
供給される０この遅延回路（８）は、サンプリング周期
（例えば１０［ｎｓ］　）を単位とする遅延要素が複数
段（ｎ個）接続されて先行♂−スト除去期間と等しい遅
延時間とされると共に、各段間からｎ個のタップが導出
されたものである◎この各タップからの信号がそれぞれ
乗算器で構成された重み付は回路（９１）、（９２）・
・・・・・・・・（９ｎ）に供給される。

さらに遅延回路（８）の終端からの信号がモードスイッ
チ員の端子（１０ｆ）に供給され、また合成器（６）の
出力信号がスイッチ員の端子（１０ｂ）　Ｋ供給される
。このスイッチ翰からの信号が遅延回路αυに供給され
る。この遅延回路ａυは、サンシリ、ング周期を単位と
する遅延要素が複数段（ｍ個）接続されて後行ノースト
の除去期間と等しい遅延時間とされると共に、各段間か
らｍ個のタップが導出されたものである。この各タップ
からの信号がそれぞれ乗算器で構成された重み付は回路
（１２１）、（１２１）・・・・・・・・・（１２ｍ）
に供給される。

また合成器（６）からのビデオ信号が減算回路０に供給
される・さらに遅延回路（５）からのビデオ信号か同期
分離回路ａ６に供給され、分離された垂直同期信号が標
準波形形成回路ａＳ、ローパスフィルタαｅに供給され
て垂直同期信号の前縁ＷＥのステップ波形に近似し九標
準波形が形成される。この標準波形が減算回路０に供給
される◎ この減算回路（１３からの信号が微分回路Ｑ？）Ｋ供給
されてゴーストが検出される・ ここでゴーストの検出測定用の信号としては、標準テレ
ビジ曹ン信号に含まれており、しかもできるだけ長い開
梱の信号の影響を受けないもの例えば垂直同期信号が用
いられる。すなわち第２図に示すように、垂直同期信号
の前縁ＶＥとその前稜の±にＨ（Ｈは水平期間）は他の
信号の影響を受けない＠そこでこの期間の信号から上述
の標準波形を減算し、この減算信号を微分して重み付は
係数を検出する。

例えば遅延時間τでビデオ信号との位相差ψ（＝＃Ｃτ
〜但し、―Ｃは高周波段での映倫搬送角周波数）が４５
°のゴーストが含まれる場合には、第３図Ａに示すよう
な波形のビデオ信号が現れる・これに対してこの信号が
微分され、極性反転されることで第３図Ｂに示す微分波
形の２−スト検出信号が得られ、この微分波形は、近似
的にｔ−ストのインパルス応答とみなすことができる。

そして、微分回路ａ７１から現れる微分波形のゴースト
検出信号がアンプＯｓを介して直列接続されたデマルチ
プレクサ（ｌｆＪ、（２０に供給される。このデマルチ
プレクサ０．（イ）は、遅延回路（８１、（ｌυと同様
にサンプリング周期を単位とする遅延要素が複数段接続
されると共に、各段間からｍ個及びｎ個のタップが導出
されたものである。この各タップの出力がそれぞれスイ
ッチ回路（２１１）　、　（２１ｇ）・四相（２１ｎ）
、（２２１）　−（２２２）−・曲（２２ｍ）　Ｋ供給
される・また同期分離−回路α４からの垂直同期信号が
ゲートノ臂ルス発生器＠に供給され、上述の垂直同期信
号の前縁■Ｅから残Ｈ区間の終端に対応するゲートパル
スが形成され、このパルスによってスイッチ回路（２１
１）〜（２２ｍ）がオンされる・このスイッチ回路（２
１１）〜（２２ｍ）からの信号がそれぞれアナログ累算
器（２４１）、（２４ｚ）・・・曲・・（２４ｎ）、（
２５１）　−（２５ｇ）・・・・・・（２５ｍ）に供給
される。このアナログ累算器（２４ｒ）〜（２５ｍ）か
らの信号がそれぞれ重み付は回路（９１）〜（９ｎ）、
（１２１）〜（ｘ２ｍ）に供給される。

これらの重み付は回路（９１）〜（９ｎ）、（１２１）
〜（１２ｍ　）の出力が加算回路（至）で加算されて打
消用信号が形成される。そしてこの打消用信号が合成器
（６）に供給される・ 上述のように遅延回路（８）、（１ｍ）、重み付は回路
（９１）〜（９ｎ）、（１２１）〜（１２ｍ）及び加算
回路（ホ）にてトランスフ９−サルフィルタが構成され
、ゴーストが除去される＠この場合、ある垂直同期信号
の前縁とその前徒の±１４Ｈ１００波形のひずみを検出
して重み付は係数を定めたあと、それでゴーストの消し
残りが出たら更に上述の検出を行ない、消し残りを減少
させるためにアナログ累算器（２４１）〜（２５ｍ）が
設けられている。

なおモードスイッチ帥の切換えによシ、後行ゴーストの
除去をフィードフォワードモード笈びフィートノセック
モードに切換えることができる。

さらにｗＬ４図は入力加算形のトランスノ々−サルフィ
ルタを用いてゴーストの除去を行う場合であって、図中
第１図と同等の部分には同一符号を付して詳細な餅明を
省略する。

図において一映儂検波回路（４）からのビデオ信号が重
み付は回路（９１）〜（９ｎ）に供給され、この重み付
け（９）路（９１）〜（９ｎ）からの信号がそれぞれ遅
延回路（８′）の入力端子に供給される。この遅延回路
（８′）は、サンプリング周期を単位どする遅延要素が
ｎ個接続されると共に、各段間にｎ個の入力端子が設け
られたものである。

また合成器（６）の入力側及び出力側の信号がモードス
イッチ（１０’）の端子（ｌｏｆ’）　、　（１０ｂ’
）に供給される・このスイッチ（１０’）からの信号が
重み付は回路（１２１）〜（１２ｍ）に供給され、この
重み付は回路（１２１）〜（１２ｍ）からの信号がそれ
ぞれ遅延回路（１１’）の入力端子に供給される・この
遅延回路（１１’）は、サンプリング周期を単位とする
遅延要素がｍ個接続されると共に１各段間にｍ個の入力
端子が設けられたものである。

これらの遅延回路（８’）　、　（ｌｉつのそれぞれ終
端から取り出された信号が加算回路（２６’）で加算さ
れて打消用信号が形成される。そしてこの打消用信号が
合成器（６）に供給される。

この回路においても、上述の出力加算形のトランス／？
−サルフィルタを用い、た、回路と同様にザーストが除
去される・ さらに、上述の回路において微分回路ａηを設けずに、
デマルチプレクサａｓ　、　ａｎの隣接ビットの出力の
差を使って差分出力を得、この差分出力にて重み付ゆを
行うこともできる。

またデマルチプレクサｕｓ、（２Ｇと遅延回路（８）　
、　Ｑυを共通にし、重み付は設定時に遅延回路に重み
信号を供給し、これを記憶素子に記憶し、以後この記憶
信号にて重み付けを行うようにすることもできる。

このようにして、例えばビデオ信号段においてゴースト
を除去することができる。

とζろで、このようなゴースト除去装置において、標準
波形の形成やスイッチ回路（２１ｔ　）〜（２２ｍ）の
タイミングは、例えば垂直同期信号の前縁ＶＥを基準時
刻としている。この基準時刻ＶＥの検出は例えば、第５
図に示す如き回路を用いて、垂直′　　　　１ 同期信号の前縁ＶＥを含む７Ｈ期間１度のマスキングパ
ルスヲ形成し、このマスキングパルスとビデオ信号を用
いて、前縁ＶＥのトランジットを直接検出することでな
されている。

即ち、第５図において、０１）はビデオ信号の供給され
る入力端子であって、この端子０１）からの信号が比較
器（至）及びローパスフィルタ（至）からなる同期分離
回路に供給され、このローパスフィルタ（至）からの第
６図Ａに示す如き信号がローパスフィルタからなる垂直
同期分離回路Ｉａ４に供給される。この分離回路（至）
で分離された第６図Ｂに示す如き垂直同期信号ｐｖが４
スキングパルス形成回路（至）に供給され、垂直同期信
号の前縁■Ｅを含む第６図Ｇに示す如きマスキングパル
ス細が形成される。このマスキングパルスが比較器ｇａ
の制御端子に供給される。ｔた端子（財）からの信号が
アンプ（ロ）を通じて比較器（至）に供給される。そし
て、この比較器物にて例えば信号の立下がシを検出する
仁とによシ、基準時刻となる垂直同期信号の前縁ＷＥが
検出されて第６図ＨＫ示す如°き検出信号が出力端子（
至）に堆シ出される。

ここで、マスキングパルス形成回路（至）は、第６図Ｇ
に示す如きマスキングパルスｐｍの形成位置、即ち立上
り位置が安定していることが必ｌ！なことから、例えば
、第７図に示す如きモノマルチバイブレータで構成され
ている・ 同図において、（１０１）は入力端子を示しこの入力端
子（１０１）には、垂直同期信号分離回路（財）より第
６−Ｂに示す如き垂直同期信号ｐｖが供給される。

この入力端子（１０１）は抵抗器を介して放電用の１’
ｌＰｎ形）ランジスタ（１０２）のベースに接続され、
このトランジスタ（１０２）のエミッタは接地され、そ
のコレクタは時定数回路を構成するコンデンサ（１０３
）を介して接地されると共にシュミットトリガ回路を構
成する一方のｎｐｎ形トランジスタ（１Ｇ４）のベース
に接続される。このトランジスタ（１０４）のベースは
、抵抗器（１０５）を介して正の直流電圧＋８が供給さ
れる電源端子（１０６）に接続される。

そして、このトランジスタ（１０４）のコレクタは抵抗
−（１６０）を介して電源端子（１０６）　Ｋ接続され
るとともに抵抗器（１０７）及び（１０８）の直列囲路
を介して接地される。これら抵抗器（１０７）及び（１
０８）の互いの接続中点は、シュミットトリガ回路を構
成する他方のｎｐｎ形トランジスタ（１０９）のベース
に接続さ”れ、このトランジスタ（１０９）のコレクタ
は抵抗器（１１０）を介して電源端子（１０６）に接続
される。そして、トランジスタ（１０４）及び（１０９
）の工２ツタは互いに接続され、その接続中点は抵抗器
（１１１）を介して接地される。

また、　トランジスタ　（１０９）のコレクタはｓ　ｐ
ｎｐ形トランジスタ（１１２）のベースに接続され、こ
のトランジスタ（１１１）のエミッタは電源端子（ｌｏ
ｇ）Ｋ＊続され、そのコレクタはｐｎｐ形トランジスタ
（１１３）のペースＫＩＩ続される。このトランジスタ
（１１Ｂ）のエミッタは電源端子（１０６）に接続され
、そのコレクタは抵抗器（１１４）、ダイオード（１１
５）及び抵抗器（１１６）の直列回路を介して接地され
ると共に、このトランジスタ（１１３）のコレクタよシ
出力端子（１１７）が導出される。

また、抵抗器（１１４）及びダイオード（１１５）　Ｃ
）接続中点はｎｐｍ形トランジスタ（１１８）のベース
に接続され、このトランジスタ（１１８）のエミッタは
抵抗器（１１９）を介して接地され、そのコレクタは抵
抗器（１２０）を介して電源端′Ｆ（１０６）　Ｋ接続
されると共にコンデンす（１２１）を介して接地される
。そして、このトランジスタ（１１ｇ）のコレクタは帰
還用の抵抗器（１２２）を介してシエミットトリガ回路
を構成する一方のトランジスタ（１０４）のベースに接
続される。

この第７図例の動作を第６図に示す波形図を参照して説
明する。第６図Ｂに示す如き垂直同期信号ｐｖの立上り
の直前の時点ｔｏにおいては、トランジスタ（１０４）
のベース電位ｓ１は、第６図Ｃに示す如く、トランジス
タ（１０９）のベース電位８４（＝Ｖｔｔｌ）よシ大で
、トランジスタ（１０４）及び（１０９）は夫々オン及
びオフＯ状１１に＆！り、夫々のコレクタ電位８意及び
８ｓは第６図り及びＥに示す如く低レベル１０”及び高
レベル＠１″である。そして、このとき、トランジスタ
（１１３）はオンの状態であシそのコレクタ電位８ｓは
第６図Ｆに示す如く高レベル１１”である。

入力端子（１０１）Ｋ供給される―直間′期信号ｐｖの
立上シの時点ｔｌにおいては、）ランジスタ（１０２）
がオンとなって、トランジスタ（１０４）のベース電位
Ｓ１は直ちＫｌ！地電位となるので、トランジスタ（１
０４）のベース電位８１は第６図Ｃに示す如く、トラン
ジスタ（１０９）のペース電位Ｓ４よ）小となる。そし
て、トランジスタ（１０４）及び（１０９）は夫々オフ
及びオンの状態となり、夫々のコレクタ電位Ｓ雪及び８
ｓは第６図り及びＥに示す如く、高レベル１１″及び低
レベル”０”となる。そして、このとき、トランジスタ
（１１Ｂ）はオフの状態になシ、そのコレクタ電位Ｓｓ
ｊ末第６図Ｆに示す如く低レベル１０″となる。

この状態は第６図Ｂ−に示す如ｔｋ＆直同期信号ｐｖの
期間ＴＣにおいて維持される。

垂直同期信号Ｐｖの立下６ｏ時点１．でトランジスタ（
１０２）はオフの状態になるので、この時Ａ１３よりコ
ンデンサ（１０３）が徐々に充電され、トランジスタ（
１０４）のペース電位Ｓ１は、籐６図ＣＫ示す如く略比
例的に上昇する。そして、時点ｔｌより所定期間（Ｔｘ
　−Ｔｃ　）経過した後の時点ｔｓにおいては、トラン
ジスタ（１０４）のベース電位８皿は、第６図Ｃに示す
如くトランジスタ（１０Ｇ）のペース電位Ｓ４より大と
なる。そして、トランジスタ（１０４）及び（１０９）
は夫々オン及びオフ０状態になり、夫々のコレクタ電位
Ｓ鵞及び８ｓは、第６図り及びＥに示す如く、低レベル
１０″及び高レベル”１”となる。

この場合、この時点ｔ３が、垂直同期信号の前線ＷＥか
ら略７（Ｈはｌ水子期間）のところに位置するよう、例
えばコンデンサ（１０３）への充電時定数あるいはトラ
ンジスタ（１０９）のベース電位（スレッシ冒ルド電位
）８４が設定されている。

この時点１ｓにトランジスタ（１０４）がオン、トラン
ジスタ（１０９）がオフとなると、これに伴ってトラン
ジスタ（１１３）はオンの状態になるので、そのコレク
タ電位８６は第６図ＰＫ示す如く高レベル′″１″とな
る。

そして、この時点ｔ３から所定期間Ｔδ例えばｉ後に再
び垂直同期信号の立上シの時点ｔ４となり、この時点１
４において、トランジスタ（１０ｍ）は直ちにオンとな
って、トランジスタ（１０４）及び（１０Ｇ）は夫々再
びオフ及びオンの状態となる。

結局、以上の時点ｔ１〜ｔ４の動作が繰り返し行なわれ
、従って、出力端子（１１７）には垂直同期信号の前線
ＷＥを含む第６図Ｇに示す如き、パルス輻Ｔａを有する
マスキングパルスｈがｉられる。

また、この場合、ｉｌｌｌｌ開期間とし、トランジスタ
（１０４）がオフの状態にある期間Ｔ−ＴＪＫあっては
、トランジスタ（１１８）がオフの状態になる。

従って、この期間Ｔ−ＴＪにあっては、コンデンサ（１
２１）に抵抗器（１２０）を介して充電電流Ｉｃが供給
される。一方、トランジスタ（１０４）がオンの状態に
ある期間ＴＪＫあっては、トランジスタ（１１８）がオ
ンの状態になる。従って、この期間ＴＪＫあっては、コ
ンデンサ（１２１）よｐトランジスタ（１１ｇ）及び抵
抗器（１１Ｇ）を介して放電電流ＩＤが流れる。

この場合、トランジスタ（１１８）　Ｏゲインが大きく
され、Ｉｃ（（Ｉｐである。従って、このコンデンサ（
１２１）よシは、！スキングパルスＰｍ□パルス幅りが
広がったときは小、狭まつ九ときは大となる電圧が堆り
出される。そして、この電圧は帰還用の抵抗器（１２２
）を介してトランジスタ（１０４）のペースに印加され
るのでマスキングパルスＰｍ　Ｏパルス幅、Ｔ−が広が
−）是ときに、トランジスタ（１０４）のベース電位８
１０上昇の傾きは小となる。従って、こＯトランジスタ
（１０４）がオンとなる、即ちマスキングパルスＰｍの
立上シまでの期間はながくされ、斯くして、パルス幅Ｔ
δは狭くされる。結局負帰還が掛けられてマスキングパ
ルスＰｍの形成位置、即ちマスキングパルスＰｍの立上
シ位置は安定化される。

このように、第７図に示すモノマルチパイプレークによ
って垂直同期信号の前縁ＷＥを正確に検出し得る１スキ
ングパルスＰｍが形成される。

ところで、この第７図に示すモノマルチバイブレータに
おいてトランジスタ（１０２）はスイッチング動作をし
、このトランジスタ（１０２）がオンとなった瞬間ｔ１
には、時定数回路を１構成するコンデン？　（１０３）
よシこのトランジス＃　（１Ｇ２）を介して太き表放電
電流ＩＤＩが流れる。第６図Ｉはこの放電電流ＩＤｌを
示すもので、例えばコンデンサ（１０３）　ｅ）容量が
２７０００ＰＦ’のとき最大力１００ｍＡにも達する。

仁のため、このトランジスタ（１０２）として小容量の
□ものを用いたならば、破壊、信頼性の劣下が免れ得な
いので、大容量のものが必要とされていた。これは、回
路全体としてのコストアップにもつながるものであつえ
。

本発明は斯る点に鑑み、その機能を損なうことなく、コ
スＦダウンを図ることができるようにしたものである。

以下、＃Ｉ８図を参照しながら本発明によるモノマルチ
バイブレータ〇一実施例について説明しよう。この第８
図において第７図と対応する部分には同一符号を付し、
その詳細説明は省略する。本例はマスキングパルス形成
回路に適用したものである。

こＯ第８図例においては、放電用のトランジスタ（１０
２）のエミッタを抵抗器（１２３）を介して接地し丸亀
のである。その他は第７図例と同様に構成される。

この第８図例は、コンデンサ（１０３）よシの放電時を
除き、第７図例と同様に動作する。即ち、トランジスタ
（１０２）のエミッタに抵抗器（１２３）が接続されて
いるので、トランジスタ（１０２）がオンとなる時点ｔ
ｘ　（―直同期信号Ｐｖ　Ｏ立上））において、このト
ランジスタ（１０りを介して大きな放電電流が流れるこ
とはない。つまり、謔６図Ｊはこの第８図例にお単３コ
ンデンサ（１０３）の放電電流■Ｄ１′を示すものであ
るが、コンデンサ（１０３）と抵抗器（１２３）とで決
まる時定数のため、小さな値の定電流（例えば１〜ｓｍ
Ａ）であシ、時点ｔ１から所定期間τだけ流れる。この
場合、コンデンサ（１０３）の両端電圧、即ちトランジ
スタ（１０４）のペース電位８１は第６図ｃ６ｃ破線図
示するようにこの時点ｔ１において瞬時には低下せず、
時点ｔ１から徐々に低下する。そして、時点ｔ、Ｉにお
いて、トランジスタ（１０））のベース電位８４より小
となって、トランジスタ（１０４）及び（１０９）は夫
々オフ及びオンとなる。そして、これに伴って、トラン
ジスタ（１０４）のコレクタ電位８２、トランジスタ（
１０９）のコレクタ電位８３及びトランジスタ（１１３
）のコレクタ電位Ｓ８は第６図り、Ｂ及びＦに破線図示
するようになる。結局、この第８図例によれば、出力端
子（１１７）よシ得られるマスキングパルスＰｍ　）！
、第６　Ｅ　Ｇ　Ｋ破線図示するように、その立下シが
時点１１１とな〕パルス幅がＴＪ’と変化する。しかし
ながら、マスキングパルスＰｍにおいて重要なのは、そ
の形成位置、即ち立上シ・の位置であるから、この立下
りの変化は何等問題とならない。

尚、この場合、コンデンサ（１０Ｂ）　Ｏ両端電圧は抵
抗器（１２３）を設けたことで完全に接地電位とならな
いが、この回路においてコンデンサ（１０３）の両端電
圧が完全に接地電位となることは必要でないから支障は
ない、まえこＯ場合、コンデンサ（１０Ｂ）のキャパシ
タンスをＣ１この放電によるコンデンサ（１０Ｂ）の両
端電圧の変化を■ＩＩＫとすると、τ・（ｎ１１≧Ｃ拳
ｖｍａｘ・・・・・・・・・曲・・・・・（１）の関係
となる。

ζＯように、嬉８図に示す実施例に依っても棗好な１Ｘ
ＩＩＦングパルスＰｍが形成される。

以上述べえ実施例からも明らかなように本発明によるモ
ノマルチバイブレータによれば、時定数回路を構成する
コンデンサよ〕放電用のトランジスタを介して流れる放
電電流を定電流とし喪ので、この放電用のトランジスタ
にはそれ程大きな電流が流れることはない。したがって
、こ０放電用のトランジスタとしては従来のものよシ小
容量のものを使用することができ、このことにより回路
全体としてのコストダウンを図ることができる。尚、時
定数回路を構成するコンデンサよシの放電電流を定電流
としたことによる機能低下は特にない。

次ＫｇＧ図は本発明の他の実施例を示すものである。こ
の第９図例ではカレントミラー回路を用いて時定数回路
を構成するコンデンサの放電電流を定電流としたもので
ある。

即ち、第９図においては、トランジスタ（１２４）、ダ
イオ−ド（１２５）及びトランジスタ（１０２）によっ
てカレントミラー回路が構成されている。この場合、放
電用のトランジスタ（１０２）がオンとなるとき、トラ
ンジスタ（１２４）及びダイオード（１２５）もオンと
なって、このときトランジスタ（１０２）を介して流れ
るコンデンサ（１０３）よシの放電電流より１′を強制
的に定電流とする。尚、この場合、入力端子（１０１）
には第８図例の場合の入力パルス信号Ｐｖと逆相のもの
丘が供給される。

このように第９図に示す実施例においても、時定数回路
を構成するコンデンサの放電電流は定電流となるから、
第８図に示す実施例と同様の作用効果を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図はゴースト除去装置の説明に供する線
図、第す図は基準時刻検′出回路の例を示す構成図、第
６図は第７図例０＠明に供する縮図、第７図はモノマル
チバイブレータの例を示す接続図、第８図は本発明によ
るモノマルチパイプレークの一実施例を示す接続図、第
９ｗＪは本発明の他の実施例を示す接続図である。 （１０１）は入力端子、（１０２）は放電用Ｏトランジ
スタ、（１０３）はコンデンサ、（１１７）は出力端子
、（１２３）は抵抗器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力パルス信号が供給される時定数回路と、この時定数
   回路の出力が供給されるスライサとを有し、上記スライ
   サより上記入カッ臂ルス信号に同期した所定幅の出力パ
   ルス信号を得ると共に、この出力パルス信号をローパス
   フィルタを介してｊ記時定数回路に供給して、上記出力
   Ａルス信号のパルス幅を一定に制御するようにしたモノ
   マルチ、Ｓイブレータにおいて、上記時定数回路を構成
   するコンデンサの放電を定電流で行なうようにしたこと
   を特徴とするモノマルチ／々イブレータ。