JPS587832Y2 - 位相制御回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案に′！、位相制御回路に関し、電源電圧が変動し
た時に、双方向性制御素子のゲート端子をトリガするト
リガ素子の点弧時期を変化させて、負荷電力な略一定に
制御するに当り、電源電圧の変動に対しトリガ素子の点
弧時期を常に一定の関係で滑らかに変化させ得るように
したものである。

第１園は従来例を示し、１は負荷、２はこれを位相制御
するトライアックで、そのゲート端子をトリガする弛張
発振回路３は、抵抗４とコンデンサ５とトリガ素子６と
により構成される。

７はトランス、８及び９は定電圧ダイオード、１０は抵
抗である。

なお定電圧ダイオード８，９に代えて、第２図に示す如
く単相ブリッジ回路１１と定電圧ダイオード１２とを用
いたものもある。

この構成によれ＆東トランス７の出力電圧が電源電圧に
対して逆極性であるため、ａ−ａ’間の電圧は、第３図
に示すように定電圧ダイオード８゜９のツェナー電圧Ａ
とトランス７の出力電圧Ｂとを重畳した波形Ｃとなる。

そして、この電圧は、電源電圧が上昇すると低下し、低
下すると上昇すると云う関係にあり、この電圧によって
コンデンサ５を充電し、電源電圧の上昇時には遅くなり
低下時には早くなるように、電源電圧の変動に応じてト
リガ素子６の点弧時期を変化させて負荷電力な略一定に
制御している。

しかし、これは、単にトランス７の出力電圧Ｂを定電圧
ダイオード８゜９のツェナー電圧に重畳しているだけで
あるため、ａ−ａ’間の電圧には第３図に示す如く頂部
に谷ができた形となり、コンデンサ５を充電する電圧が
一定せず、コンデンサ５の充電電圧Ｖｃがトリガ素子６
の点弧型ＥＦ、ｖ１に達するまでに山と谷ができる。

従って電源電圧の変動に対するトリガ素子６の点弧時期
Ｃが常に一定の関係で滑らかに変化しないと云う欠点が
あった。

即ち、電源電圧を変化させた時、第４図りに示す如（ａ
−ａ’間の電圧波形の頂部に山谷ができるため、トリガ
素子６の点弧時期がＥ〜Ｇのように電源電圧の変動した
割合をこえて大きく変化し、成る電圧で急に点弧時期が
早くなったりすることがあり、定電化を図る上で安定性
に欠ける問題があった。

本考案は、このような従来の問題点を解消することを目
的として提供されたものであって、その特徴とする処＆
人電源電圧を入力とするトランスを有し、このトランス
の出力電圧を定電圧ダイオードのツェナー電圧に逆方向
に重畳し、その重畳電圧によりコンデンサの印加電圧を
制御し、このコンデンサの充電電圧によりトリガ素子を
介して双方向性制御素子をトリガして負荷電力を略一定
に制御するようにした位相制御回路において、前記トラ
ンスの出力電圧を整流する第１整流ブリッジ回路と、そ
の整流電圧を平滑する平滑コンデンサとを設け、第２整
流ブリッジ回路の直流側に、前記平滑コンデンサの平滑
電圧が逆方向に印加しかつ前記定電圧ダイオードが順方
向となるように該平滑コンデンサと定電圧ダイオードと
の直列回路を接続し、この第２整流ブリッジ回路の交流
側を前記コンデンサに、該コンデンサの印加電圧が電源
電圧の上昇時に小に低下時に大となるように接続した点
にある。

以下、図示の実施例について本考案を詳述すると、第５
図にｋいて、１３は負荷、１４は双方向性制御素子とし
てのトライアック、１５はそのゲート端子をトリガする
弛張発振回路で、抵抗１６とコンデンサ１１とトリガ素
子１８とから成る。

１９は第２整流ブリッジ回路で、交流側は抵抗１６とコ
ンデンサ１１との直列回路に並列接続されている。

２０は電源電圧を入力とするトランス、２１はこのトラ
ンス２０の出力電圧を整流する第１整流ブリッジ回路、
２２は整流電圧を平滑する平滑コンデンサである。

２３は定電圧ダイオードで、平滑コンデンサ２２と共に
第２整流ブリッジ回路１９の直流側に直列接続されてい
る。

平滑コンデンサ２２は平滑電圧が第２整流ブリッジ回路
１９の直流側に逆方向に印加するように接続されている
。

２４は抵抗である。上記構成によれば、トランス２０の
出力電圧を第１整流ブリッジ回路２１で整流し、平滑コ
ンデンサ２２により平滑した後、この平滑電圧を第２整
流ブリッジ回路１９の直流側にある定電圧ダイオード２
３のツェナー電圧に逆方向に印加するのである。

この場合、ツェナー電圧が箒６図Ｈに示す通りであるの
に対し、電源電圧の変動に比例した電圧が同Ｉに示すよ
うに整流し平滑されて、この平滑電圧がツェナー電圧に
重畳するので、第２整流ブリッジ回路１９の交流側であ
るｂ−ｂ’間の電圧波形は同Ｊに示すように頂部が平坦
な台形交流波形となり、このｂ−ｂ’間雷電圧頂部の山
谷をなくし直線的にすることができる。

このｂ−ｂ’間の電圧は抵抗１６を介してダイオード１
１に印加し、そのダイオード１１の印加電圧でトリガ素
子１８を点弧されてトライアック１４をトリガするので
あるが、ツェナー電圧が一定であるのに対し、平滑電圧
は電源電圧の変動に比例した直流電圧であって、これが
ツェナー電圧に逆方向に印加するため、ｂ−ｂ’間の電
圧、即ちコンデンサ１７の印加電圧は電源電圧の上昇時
に小に低下時に大となり、しかもその電圧波形は頂部が
平坦であるから、電源電圧の変動に対してトリガ素子１
８の点弧時期が常に一定の関係で滑かに変化するように
なり、負荷電力の安定性が良好になる。

なお、第６図Ｈ２■の電圧波形を気筒５図のＣ点をＯレ
ベルとして示したものである。

第７図は抵抗２４をトライアック１４のアノード側に接
続したものであり、この場合、トライアック１４がオン
した後、抵抗２４に電流が流れなくなるため、この抵抗
２４での電力損がなくなる利点がある。

他の動作は第５図と同様である。第８図は第２整流ブリ
ッジ回路１９の交流側をコンデンサ２４と直列に接続し
、このＭ２整流７”リッジ回路１９の直流側に平滑コン
デンサ２２゜定電圧ダイオード２３の他にトランジスタ
２５、抵抗２６，２７を接続したものである。

この場合は、定電圧ダイオード２３のツェナー電圧と平
滑コンデンサ２２の平滑電圧との重畳電圧によりトラン
ジスタ２５０ベース電流を流しており、電源電圧が高く
なると、平滑コンデンサ２２の平滑電圧が犬になるため
、トランジスタ２５０ペース電流が低下し、トランジス
タ２５のコレクタ・エミッタ電流が低下する。

従って、コンデンサ１７の充電時間が犬となり、トリガ
素子１Ｂの点弧時期が遅れることになる。

この場合にも、第２整流ブリッジ回路１９の交流側の電
圧は第６図Ｊに示すようになり、同様の作用効果を奏す
る。

以上実施例に詳述したように本考案によれば、トランス
の出力電圧を第１整流ブリッジ回路で整流し平滑コンデ
ンサで平滑した後、第２整流ブリッジ回路の直流側に順
方向に接続された定電圧ダイオードのツェナー電圧に対
して平滑コンデンサの平滑電圧を逆方向に印加し、この
第２整流ブリッジ回路の交流側で、コンデンサの印加電
圧が電源電圧の上昇時に小に低下時に犬となるように制
御しているので、コンデンサの印加電圧は頂部が直線的
で平坦な台形波状となり、従来の頂部の山谷がなくなる
ため、電源電圧の変動に対して常に一定の関係でトリガ
素子の点弧時期を滑らかに変化させることができ、負荷
電力の定電力化を図る上で安定性が良好である。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来例を示す回路図、第３図及び第
４図はその動作説明用の波形図、第５図は本考案の一実
施例を示す回路図、第６図はその波形図、第７図及び第
８図は他の実施例を示す回路図である。 １３・・・・・・負荷、１４・・・・・・トライアック
、１５・・・・・・弛張発振回路、１７・・・・・・コ
ンデンサ、１８・・・・・・トリガ素子、１９・・・・
・・第２整流ブリッジ回路、２０・・・・・・トランス
、２１・・・・・・第１整流ブリッジ回路、２２・・・
・・・平滑コンデンサ、２３・・・・・・定電圧ダイオ
ード。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 電源電圧を入力とするトランスを有し、このトランスの
   出力電圧を定電圧ダイオードのツェナー電圧に逆方向に
   重畳し、その重畳電圧によりコンデンサの印加電圧を制
   御し、このコンデンサの充電電圧によりトリガ素子を介
   して双方向性制御素子をトリガして負荷電力な略一定に
   制御するようにした位相制御回路において、前記トラン
   スの出力電圧を整流する第１整流ブリッジ回路と、その
   整流電圧を平滑する平滑コンデンサとを設け、第２整流
   ブリッジ回路の直流側に、前記平滑コンデンサの平滑電
   圧が逆方向に印加しかつ前記定電圧ダイオードが順方向
   となるように該平滑コンデンサと定電圧ダイオードとの
   直列回路を接続し、この第２整流ブリッジ回路の交流側
   を前記コンデンサに、該コンデンサの印加電圧が電源電
   圧の上昇時に小い低下時に大となるように接続したこと
   を特徴とする位相制御回路。