JPS5879463A - ステツプ・モ−タのテスト方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の要約及び従来技術の状態〉 本発明はステップ・モータを迅速にテストする方法、よ
り具体的には必要な事前に定められているモータ特性を
モータが満足するかどうかを決定するために、モータの
逆起電力が決定てれそして所望のモータ・パラメータに
対して比較するために解析嘔れるようなステップ・モー
タのテスト方法に関するう 可動キャリア・デージ−・ホイール・タイプライタ等の
印刷装置で用いる必要のめるステップ・モータは、ステ
ップ・モータの各相の呈するトルク並びにモータのステ
ップ精度及び制動効率に関して厳格な許容誤差仕様を必
要とするう印刷装置用のモータの各々は、設計負荷条件
の下で持続して動作するためにある変化する傾向を呈す
るように通常設計嘔れる。通常は各モータ毎に種々のパ
ラメータ及び許容可能性レベルの各々を決定するために
別個のテスターを用いている。例えば巻線が短絡又は切
断しているか否かを決定するために、蛍純’ｚオ　Ａ・
メーター又はより洗練されたテストにおいてはウィーン
・ブリッジが普通用いられている。又、トルクのテスト
は普通ダイナモメータ−を用いて行なわれ、一方モータ
のステップ精度を決定するための精密角度測定は、光学
電子装置又は他の標準的な装置によって高い精度で角度
を測定する事によって行なわれているっこれらのテスト
の各々は準備時間、複数のテスト機器及びテストを実行
するための一般に過大な時間と労力を必要とする。その
代りにテストを総計的に即ちランダムな方式で行なって
も良いが、その場合あらゆるステップ・モータがテスト
されるわけではなく、その結実現場での故障が生じるが
又は最終製品テストで高い故障率が生じる。後者の場合
は、印刷装置の種々の機能を動作式せるために４個以上
のステップ・モータな含む可能性がある時に特に起き易
い。

もしもステップ・モータの真の逆起電力が確められれば
解析によってステップ・モータの必要なパラメータの全
てが既知の所望のパラメータと比較され、従って単純な
合格又は不合格の決定を行ない得る事が判明した。

先行技術は種々の目的のため（て真の逆起電力を用いる
可能性を開示している。例えば米国特許第３８１３５９
１号明細書は、モータの速度を正確に決定するためにモ
ータの真の逆起電力を利用する速度制御回路を開示して
いるっしがしながらこの真の逆起電力は、電機子電圧が
単に逆起電力の関数である各半サイクルの間で決定され
る。

米国特許第３８１８２９７号明細書には、モータの実際
の動作速度を決定するために逆起電力をサンプルしなか
らモータの速度を制御する装置が開示されている。また
米国特許第３６６３８７８号明細書には、ＤＣモータの
回転子の位置を検出するために逆起電力を利用する装置
が開示てれている。また米国特許第３２８３２３５号明
細書には、モータの速度を制御するためにモータに供給
式れるエネルギー量を調整し制御するために逆起電力を
利用する装置が開示されている。

米国特許第２６４９５７２号明細書は、半波整流装置に
おいて動作するモータの逆起電力に直接比例する電圧を
導き出す回路を開示している。

とれらの先行技術のいずれも、ステップ・モータをテス
トしそれらの動作特性を導き出すために真の逆起電力を
使用する事は開示していない。

例えば本発明は下記のようなステップ・モータのテスト
方法を含む。即ち被試験モータの相が直列に接続嘔れ、
次にその相に一定の電流が加えられ、モータの回転子が
一定速度で単一方向に回転されるっそして各相の電圧降
下が検出てれ、各相銀に逆起電力に変換される。次に相
の逆起電力はモ〜りのパラメータを決定するために解析
され、パラメータは既知の比較的可能なパラメータと比
較される。

くステップ・モータ〉 図面の第１図を参照すると、３相可変リラクタンス型９
６ステップ／回転のステップ・モータ１０が示されてい
るっ図示したようにステップ・モータ１０は６個の突極
１〜６を有する固定子アセンブリ１１をふくみ極の各々
は巻線１ａ〜６ａを含んでいる。対向する極の巻線はこ
の例では直列に接続嘔れ、３相モータを形成している。

例えば極１の巻線１ａは極４の巻線４ａに直列に、極２
の巻線２ａｆ′ｉ極５の巻線５ａに直列に、セして極６
の巻線３ａは極６の巻線６ａに直列に接続芒れている。

従って相当９２個の突極が存在する。この例のモータで
は回転子１２は６２個の歯１３を有し、一方各々の極は
５個の歯１４を有する。（回転子の歯の数に相の数をか
けたものはモータのステップ／回転の数に等しい。従っ
てこの例の場ｆＦｒ　３　Ｘ　３２　＝　９６ステツプ
／回転でめる。）ステップ・モータ１０の各コイル１ａ
〜６ａは、モータによって負荷に供給でれるトルク全体
への寄与を与えることができる。この例では固定子の各
コイルのトルクの寄与を調べる事は不必螢でめると仮定
はれている。モータの各相の瞬時的な電気機械的特性は
本発明のテスト方法によって調べられる。この仮定は精
度の明らかな損失なしに電気機械系の数学的次数を半減
する。

芒らにテストテれるモータの例の場合、各相は他の相の
電流によって影響てれず、そしてモータの発生す・る全
トルクは１つの相だけが付勢てれている場合に各相が発
生するトルクの和であると仮定甥れるうこの仮定はコイ
ル１ａ〜６ａ間の相互結合が無視し得る事を仮定してい
る。モータの物理的構成及、び実験的証拠の両者が、上
述のモータ例即ち９６ステツプ／回転の可変リラクタン
ス型モータ１０に関する上記仮定を支持している。

く本発明の方法及び背景〉 本発明の方法は下記の工程を含む。即ち、テストてれる
モータの相を直列に接続し、その直列接続てれた相に一
定電流を加え、モータのシャフトを第１の方向に一定の
速度で回転きせ、少なくとも１つの相における゛電圧降
下を検出し、その少なくとも１つの相に関して検出てれ
た電圧を逆起電力に変換し、上記相に関する逆起電力を
解析してモータのパラメータを決定し、そしてそのパラ
メータを許容可能なモータの既知の比較可能なパラメー
タと比較する。

ステップ・、モータの伝統的なテスト（例えばトルク対
位置）は当然の事ながら依然として非常に有益である。

しかしながらトルクの良好な測定は高品質のスリップ・
リング及びトルク・セル（研究室的環境の中に維持され
たもの）等の敏感な装置を必要とする。工場環境での大
量のステップ・モータの場合、トルク・セル等を用いる
ようなテストは、全く非実用的である。（統計的な）サ
ンプル・テストはこの問題に対する１つの解かもしれな
いが、もしもモータが例えば開ループのようなりリチカ
ルな動作で用いられるならば、モータがそのように応用
された時に動作するかどうかを適切に示すテストを各モ
ータ毎に行なう事が最も望ましい。

この目的のために、逆起電力の測定はモータの品質を予
測するすぐれた方法である。以下逆起電力の測定をいか
にして行ない、比較目的のためにモータのパラメータを
いかにして得るかを説明する。それらのモータ・パラメ
ータは：（１）モータのステップ精度；（２）走行トル
ク１（３）モータの相から相への変動；（４）モータの
１つの相内での変動；（５）モータの減衰効率：（６）
回転子−固定子ギャップ幅；（７）短絡条件；〈８）関
数条件；（９）ヒヌテレシス損失；及び０Ｑインダクタ
ンヌである。

くトルク−逆起電力の関係〉 モータ・ループを完成嘔せるために使われる周知の回路
方程式（この場合ステップ・モータの１つの相）は、 Ｌ（＋、θ）　−＝ｅ　　−１Ｒ−Ｖ　　（ｉ、θ）、
　（１）ｄｔ　　　ａＢ であるっ但しＬは電流ｉ及び回転位置θの関数としての
コイルのインダクタンス；ｅ８はコイルに加えられた電
圧；ｉＲＨコイルの抵抗Ｒによる電圧降下；そしてＶ　
はコイルに発生した逆起電力であって、これも電流と立
置の関数である。

定電流源あるいは被制御電流源（後で第９図を参照して
より詳しく説明する）がコイルに電流を加え、モータの
回転子が回転てれると、モータは発電機のように作用す
る。その結果生じた信号はＡＣ結合され、式（１）Ｆｉ
次、のようになる。

（２） ・８＝ｖ８（Ｉ、θ） このようにインダクタンスの関与は消去てれる。

従って電流源は、モータの相によって与えられる誘導性
負荷にもかかわらず電流を一定に保たなければならない
っこれらの条件の理由は、トルクが逆起電力測定に関係
付けられる時に明瞭になる。

逆起電力とトルクとの間の関係の鍵は下記の式（３）及
び式（４）から見い出される。

これらの式において、Ｋｆｌ逆起電力係数、Ｔハトルク
、−ｔしてλＨｆｆｉ束結合（ｆｌｕｘ　　ｌｉｎｋａ
ｇｅ）である。

式（４）Ｋより１回転子１２の任章の位置において、電
流に関するトルクの微分は逆起電力係数ＫＫｅ ｄθ 等しい。この関係はＫＫ回転の速度（−７７）をかける
事によって逆起電力に拡張でれる。

本発明のテスタは、回転子１２のシャフト１２ａを経て
シャフト回転装置２０（第２図参照）に回転子を結合嘔
せる事によって一定速度で回転子を回転芒せる事によっ
て、この条件を達成している。この場合シャフト回転装
置２０はサーボ・モータ２１、及びモーター０のシャフ
ト１２ａＫサーボ・モータのシャツ）２１ａを迅速に結
合及び分離するための付属ジグあるいは取付具２２を含
む。

モーター０の回転子１２又はシャツ）１２ａを一定速度
で回転芒せる事によって、逆起電力は逆起電力係数と、
速度乗数因子だけしか違わない。

また式（４）は逆起電力係数Ｋ　が磁束漏洩の偏微分に
も等しい事を示しており、これは平均走行トルクの決定
に用いられる５１トルク・サイクルの典型的な逆起電力
（Ｖ　　）及びトルク（Ｔ）曲線（速度及び電流を一定
に例えば２００ステップ／秒及び７５０ｍＡに各々保ち
、ＡＣ結合を用いて逆起電力ＶＢがコイルに発生する）
は第１０図に示でれている。

第３図のブロック図はテスタのレイアウトを示しており
、本明細書の「テスタの実施」と題する章において、よ
り完全に説明てれている。

本発明の方法に従って行なわれる全てのテストに対して
基本的な条件はこれまでに述べて来たが以下゛も５１度
要約しておく。

（１）　　モータ・シャフト１２ａがシャフト回転装置
２ｕによって１方向に回転てれる。

（２）回転は一定に、以下の説明では６００ステップ／
秒に保たれる。

（３）電流は５つの別々のレベル（例えば７５０ｍＡの
モータに付き１５０．３００．４５０．６００及び７５
０ｍＡ）で一定に保たれる。しかし各レベルで全てのパ
ラメータが測定される必要はない。

（４）３つ全部のモータ相がコイルφＡ〜φＣを直列に
接続する事によって同時に付勢される。これはテスト手
順を迅速化し、一度に全ての相から情報が得られる事を
可能にする。相を直列に接続する事によってシャフト回
転装置２０又はサーボ・モータ２１の所要電力のかなり
の低減が得られる。

嘔らに第５図に図示てれているような相φＡ〜φＣに関
するモータ・コイルの直列接続は定電流源に対する負荷
も軽減し、平均インダクタンス及び抵抗値の測定を促進
する。

くステップ精度測定〉 ステップ・モータ動作の基本、即ち電気ノくルスを離散
的な回転運動（ステップ）Ｋ変換するという事を考える
と、モータの品質はステップの精度に依存している。以
前に示した理論によると、第１０図のトルク及び逆起電
力対位置の図形に示すように、逆起電力及びトルクは共
に同じ位置で図の縦座標のゼロ点を通過する。

トルクと同様、逆起電力信号（各相銀に１つ）は１２０
度離れている。テスタはモータの回りの相から相への逆
起電力のゼロ交点の間の時間を測定するように設計され
る。例えば第１１図に示すようにゼロ交点からゼロ交点
への時間はΔθ１、Δθ　及びΔθ　とポケれている。

モータが固定５ された速度で回転している事を知れば、ステップ長さは
ステップ精度の決定の際に既知のステップ長さ又は完全
なステップに対して比較される。１つの完全な逆起電力
サイクルは正の傾斜のゼロ交点（不安定ディテント）及
び負の傾斜のゼロ交点（安定ディテント）の両者を含む
ので、安定ディテントは、それがモータ１０の現実の停
止Ｉｉ、ＩＩｔでろるので（第１１図に示すように）良
好な測定点でるる。第１０図に示した波形は時間単位で
のΔθの測定を示しているが、回転速度が一定なのでこ
れは同様に距離の有効な尺度でもめる。各距離は、モー
タ１０が完全に１つの相をステップする事によって方向
を転換する場合に観察されるでろろう実際の移動量であ
る。２相を完全にステップすれば同様のΔθ値が得られ
るが、これも信号ｖｂＡＢ、■　　及びＶ’（Ｖ　　の
定義に関する式（至）参照）ｂＢＣｂＣＡ　　　ｂ を得るために合計する事によってステップ精度に関して
テストされる。いずれの例でも、テスタはモータ１０の
完全な１回転（この場合９６ステツプ）に関する交点間
の時間を測定する。最大値Δθ　　及び最小値Δθ　、
は保存芒れる。公称スｍａＸ　　　　　　　　　　　　
　　　　ｍｉｎテップ時間は次のように決定嘔れる。

＝３．３３３ｍ５／ヌテツプ　　　　　　（５）（θ＝
平均ヌテツプ数／秒） Ｃ分率ステップ単位におけるステップ誤差は１相データ
については次のように表わされる。

また、２相の場合は次のように表わ芒れろう式（６）及
び式（７）は完全な表現である。しかしながらテヌタは
モータ・パラメータと比較する時に乗数定数を嘔り除く
。これは、これらの式に関与するデータの変形がマイク
ロプロセッサ又はマイクロコンピュータ２００によって
処理てれるからである。マイクロコンピュータにおける
式（６）及び（７）に必要な乗算及び除算の実施に必要
な時間は全テスト手続を遅らせるだけである。従って次
のような式（６Ａ）及び（７Ａ）が用いられる。

ＫΔθ　　＝Δθ　　　−Δθ　　、’　　　　（６Ａ
）１ε　　　１ｍａｘ　　　１ｍ１ｎ ＫΔθ　　＝Δθ　　　−Δθ　　、　　　　　（７Ａ
）２ε　　　２ｍａｘ　　　２ｍ１ｎ 但しに＝Δθｎｏｒｒ／１００はテスト・パラメータで
ある。

１及び２の両方の相信号を利用可能にする事によって、
半ステツプに関する時間Δθも決定し得るっこのテスト
のために及び例として、各相の交点から次の第２の相の
交点までの時間が測定場れる（Δθ　　　）。このよう
にしてモータのヒス−２ テレシス損失を表わすものが決定てれ得る。もし第′１
の相が転換しそして２つの相が転換すれば、Δθ　　　
　　とΔθ　　　　、　との平均は半ヌテ１　２ｍａｘ
　　　　１　２ｍ１ｎ ツブの平均長を弄わす。この値と公称半ステップ長との
誤差は電流と共に変化する。ステップの百分率の単位で
この量は式（８）のように表わδれる。

またΔθ１−２　ａ　ｖ対ｉ（電流）の曲線の勾配は、
（９） のように表わされる。これらは６００　ｍＡにおけるも
のである。これらはヒステレシス損失の程度に関する表
示を与えるのに必要な全てである。テヌタにおいて２つ
の値を組み合せる事によって、Δθ１−２ａｖをゼロに
減少させるのに必要な電流ｌ　を評価する１つの量が求
められるっ単純な直線近似により、 式（８）及び式（９）を式ｕＯに代入し、不要な乗数を
消去し、適当な分解能にスケーリングすると１式（１１
）％式％ 式（１１）の表現はモータ仕様に対して比較を行なう時
に用いられる。式は複雑に見えるが、これらの式に関係
するデータ変形は第３図に示すマイクロプロセッサ２０
０によって処理てれる。乗算及び除算を実施するのに必
要な時間は全テスト手続をスロー・ダウンするだけでめ
９、マイクロプロセツサにおいて浮動小数点演算が利用
不可能な時はこの例におけるスケーリングが好ましいか
もしれない。

く走行トルク〉 ステップ・モータの適正な機能に敗って等しく重要なの
はそのトルクである。走行トルクはモータによって達成
し得る使用可能な仕事のすぐれた尺度である。モータの
各相が発生するトルク曲線の正弦波的性質により、各相
がモータに関するシーケンスの不安定ディテントにおい
てターン・オンされ安定ディテントにおいてターン・オ
フてれ、従って全ての負トルク領域が避けられるならば
、最大量のトルク（走行トルク）が生じるでろろう。

典型的にはトルクは下記の式（１２）〜（２１）を経て
得られる。

但しθの添字Ｓは安定点、Ｕは不安定点を表わす。

相当り、トルク・サイクル当りの最大仕事は磁束結合の
２重積分に等しい事がわかるでろろう。

式（３）及び（４）から逆起電力への接続が行なわれる
。

ａ）、／ｆｊθにＫ　を代入する事により、次の式が導
かれる。

また速度が一定に保たれるので、式（１４）が導かれる
。

添字φはＶＢが単一の相の逆起電力である事に注意する
ように付は加えた。

テスト手続を単純化するために、積分の順序が逆にされ
、以下のように実行でれた。これまでに示したように速
度は一定に保たれるので、位置で積分せずに、最初の積
分は時間に関して行なわれる。これを行なうために、各
相からの逆起電力は全波整流てれ（第３図８照）、平均
される。

従って式（１６）が得られる。

式（１６）でｔ　は安定ディテント交点の時間に等しく
、ｔ　は不安定ディテント交点の時間を示す。

従って１　−１　　は半サイクルの時間である。ｔｕ８
　　　　　　ｕ とも　との間の積分は半サイクルに関するものでろる。

この型の積分は、逆起電力波形の対称性により許される
。このように積分するために任意の具体的な１半サイク
ルを取り出すのが離しいので、モータが回転する時ＲＣ
平均回路によって連続的に平均が敗られる。

各相に関する半均（Ｖ　　　　Ｖ　　　及びＶ　　）Ｂ
Ａ、　　ＢＢ　　　　ＢＣ か測定され保持てれる。１　−１　　の太きては回Ｓ　
　　　　　　ｕ 転速度を考シする事によって得られる。

ステップ　　　　　１ ｔ−ｔ＝５　　　　　　×；テップ ｕ１０　　サイクル　　　θ　□ 秒 は全サイクルの時間周期である。（ｔｕｌ−ｔｕは完全
なサイクルに関する時間である事に注意）従ってサイク
ルの半分に関する時間は下記のようになる。

（電流に関する）第２の積分はいくつかの電流（電流の
公称値に至るまで）において式（１７）中の上記数値の
単に平均を喉シ、電流に関する積分を近似するようにそ
れらを共に加算する事によって処理でれる。

サイクル当り各相当りの曲線の最大値の下の仕事は次の
ように表わされる。但しＮ＝ｉｎｏｍ／Δｉである。

マイクロプロセッサの入力レンジ（マイクロプロセッサ
の選択に依存する）は他の特別な回路を用いなければ変
動するかもしれないが、一般に正又は負の１゛０ボルト
である。式（１９）に示すようにフロント・エンド差動
増幅器（第３図参照）にヌクール因子が加えられても良
い。

■５φ＝に８゜■！３φ（１９） 式（１９）を式（１８）に適用すると、式（２０）か得
られる。

Ｗｍａｘ／ｆイクＶφ＝Δ１（ｔ−ｔ）−８１１Ｋ Ｃ 弐（２０）は１トルク・サイクルの最大の可能な仕事出
力を示している。しかしながらモータ走行トルクの太き
嘔が、比較すべき所望の量である。トルクは回転子の変
位の単位当９にな芒れる仕事として適切に衣現嘔れる。

変位の尺度としてラジアンを取ると、走行トルクは式（
２１）に示すように懺現し得る。

式（２１）においてＮｖイクＪ、／回転は１回転部２°
・ノサイクル数、Ｎφはモータ相の数である。添字φ（
但しφ＝Ａ、Ｂ又はＣ相）はこの走行トルクの予測を行
なうのにどの相が用いられたかを示す。

式（１７）からこの型のモータに関してｔ　　−ｔ　＝
３／　　　　ｕ ２シ及びＮｖイクｈ／回転＝３２でＩ、式（２０）及び
（２１）からＮφ＝５である事がわかると、式（２２）
が下記のように示でれ得る。

７５（１ｍＡのモータの場合下記の）くラメータを用い
得る。

Ｎ＝５（本明細書の「トルク−逆起電力の関係」と題す
る章に５つ全部の電流か掲げられている。） Δｉ＝１５０ｍＡ δ＝３００ステップ／秒 Ｋ　　＝５／４ 　Ｃ Ｔ　の単位はｍ　Ｎ　ｍ、　（ミリ・ニュートン・メー
Ｒφ トル）である。

式（２２）は任意の１相からの測定データカ・ら満足て
れる。しかしながら現実のモータ走行トルクの最も正確
な表現は、モータか転換する場合に全ての相が寄与して
いる限り、式（２３）に示芒ね、得る。

もしも各相が不安定ディテントで正確にターン・オンさ
れ安定ディテントで正確にターン・オフされるように方
向転換する事ができるならば、この〒　の大きさはモー
タの発生する最大の可能な走行トルクとなるであろう。

この値がモータのピーク保持トルりに近似的に等しい事
は注意するに値する。

本発明の方法を実施するために用いられるテヌタは、ス
テップ誤差測定に関して行なわれるように、モータ仕様
と比較する時に乗数定数を取り除く。従ってマイクロプ
ロセッサ２００によって実際に計算でれる量は以下式（
２４）及び（２５）に示す式を用いる。

但しＣ＝δＫ　　　／２２．９２Δｉでろる。また１、
ａＣ これらは計算でれた量である。テスト・パラメータＣＴ
Ｒ／１０及び１０．！ＩＴ　　　＝ＣＴ、値のＲφ 最大値から最小値を引いて１００倍しＣＴＲ／１゜で割
ったものは特定のあるいは事前に定められた限界内に入
らなければならない。量ΔＴＲφは平均走行トルクＴ　
の百分率におけるモータの相から相への変動の尺度であ
る。

以前に述べたように全ての相はテスト動作の間同時に付
勢嘔れる。相間の相互結合は無視し得ると仮定てれてい
る。言い換えると、各相Ｆｉ６たかもそれが唯一の付勢
嘔れた相であるかのように働く。この仮定は正しいもの
である事が証明されている。

〈モータの変動〉 逆起電力信号のピーク電圧の変動はモータの回転中に予
期嘔れ、通常は何の開場も生じない。しかしながら、も
しモータが逆起電力信号に大きな変動を示すならば、こ
れはモータの故１章を光示している可能性がある。可能
な、以ド説明する変動動である。下記のテストはモータ
に許容できない変動が存在するか否かを決定する。

各相のピーク逆起電力電圧レベルは１回転にわたってサ
ンプルてれ、最大値（Ｖ　　　　）及び最ｍａｘ 小値（Ｖ、）（第５図参照）が決定される。

ｍｌｎ これらの値は相銀に選択されず、むしろ１回転当りの全
ての相の単一の最大ピーク及び単一の最小ピークを表わ
す。Ｖ　　　　とＶ　　、　との差（Ｐｍａｘ　　　　
Ｐｍｘｎ ΔｖＰ）は、１回転当りの相間の変動及び各相の変動の
両者による、モータで測定された最大変動を茨わす。

相間の変動は「走行トルク」と題した章で考察した。こ
れは平均トルクの百分率として表わ嘔れる。この効果を
モータの回転子変動による効果から分離するために、ピ
ーク逆起電力の変動ΔＶ　ｐは最初に全逆起電力ピーク
の平均の百分率として表わ嘔れる。この全２−りの平均
は、平均逆起電力Ｖ、を発生させるために用いたのと同
様の技術により、ピーク検出保持回路の出力のフィルタ
リングによって発生嘔せる事ができた。しかしＶが既す に存在し、ピーク逆起電力はＶの約１．５倍なので、変
数（／ＲＥＶ）を見つけるのに式（２６亦使われる。

式（２６）に示芒ねている変数（／Ｒｇｖ）は平均値の
百分率である。再び、浮動小数点算術演算の問題を回避
するためにマイクロプロセッサ・スケーリングのために
、式（２７）を用いても良い。

式（２７）！　所定のモータ・パラメータと比較する時
に用いらね、マイクロプロセッサ２００によって実行て
れる。１０ΔＴＲφはマイクロプロセッサ相間比較にお
いて以前に用いられた形であり、効果は（／ＲＥＶ）の
計算から補正てれる。ピーク測定（Ｖ　　　　及びＶ　
　　　）は６００　ｍＡにｐｍ＋ｎ　　　　　　Ｐｍａ
ｘ おいて行なわれ、各々の測定は５回行なわれノイズの影
響を減少させるために平均ちれる。

く減衰能カン 減衰係数はステップ・モータの振動の振幅かディテント
位置のまわりで減少する連爆の尺度である。あるステッ
プ・モータの場合、その減衰係数を電子的に増加させて
振動をより急速に減少嘔せる事が望ましい。印刷ホイー
ル文字選択のような応用の場合、移動の終了時の大きな
振動は性能を劣化させるので、それらの振動を急速に減
少させる事が望ましい。機械が再生モードの時、振動を
減衰嘔せる事は印刷装置のヌル−プツト・レートを増加
させる。というのは再生モードにおいてタイプライタ又
は印刷装置はキャリアを停止芒せる事なく印刷しようと
するが、もしも印刷文字を選択するために必要な時間が
超過すれば、キャリアは停止させられ機械の文字スルー
フリトが減少するのである。従って減衰駆動器が、チョ
ノ／シ駆動器センス回路において基準電圧波形を変化で
せる事によってこれらの振動を減少させる事かできる。

従って減衰能力はモータの重要な特性であって、もし実
際に必要ならば減衰駆動器を適切に設計できるようにす
′るために決定さねなければならない。

こねに関連してもしサンプル・モーター０が６００ｍＡ
において減衰モードで駆動てれるならば、モータが効率
的に減衰する能力のテストは同様にこのレベルで行なわ
れるべきである。最小量の逆起電力はモータの適正な減
衰を達成するのに必！でるる。平均逆起電力Ｖ　は式（
２８）に示される。

平均逆起電力ｖｂはモータの平均的減衰能力を示すもの
である。（測定されたテスト・パラメータＶｉ５ｖ５＝
ＶｂＡ＋ＶｂＢ＋ｖｂｃｃある。式（１９）からＶ＝Ｋ
Ｖ　　である事に注意。） ａｃＢ く回転子−固定子ギャップ幅〉 モータの回転子１２の歯１３と固定子１１の歯１４との
間のギャップは、モータの発生するトルクに直接に関係
している。本質的に、ギャップが小石ければ小さい程ト
ルクは大きくなる。逆起電力は通常、電流と共にある所
定の点まで上昇しそして減少する。この点はしばしば飽
和点と呼ばれ、異なったモータに関して異なった電流で
生じろ事が知られている。この現象はいくつかの異なっ
たモータ設計パラメータ例えば異なった材料又は異なっ
た製造工程の結果として説明し得る。しかしながら実験
的データに基づくと、エア・ギャップの幅は飽和点の位
置に対して非常に測定可能な影響を有する専一が示でれ
ている。典型的ＶＣｆ′ｉ、これまで説明して来た型の
モータの例の場合、飽和点は４５０ｍＡと６００ｍＡと
の間のどこかに来る。

テヌト嘔れる各モータに関する同じ電流におけるｖＢ対
対油曲線微分は、飽和点の位置を示す勾配を与える。こ
のすぐれた近似はモータ１ｏの各相に関して取られた５
つのＶｂφの値を用いて得られる。６００ｍＡにおける
曲線の勾配は式（２９）に示すように近似し得る。

０の値は６００ｍＡで飽和が生じる事を示す。

また負の勾配は飽和が６００ｍＡよりも小さな電流で起
きる事を示す。勾配が急な程、鉄芯を飽和ブせるのに必
要な磁束を発生するために要する電流が小でくなる。正
の勾配は６００ｍＡ以上の電流で飽和が起きる事を意味
する。回転子１２と固定子１１との間のギャップが広い
程、鉄芯を飽和１せるのにより大きな電流が必要である
。この解析は非常に首尾一貫した結果を与えた。

式（２Ｑ）のデータ変形から除算を排除する事によって
、測定ざねたテスト・パラメータは式（３０）　Ｋ％式
％ モータ１０のようなモータの製造中に、モータ・コイル
が（部分的又は完全に）短絡するか又は断線する可能性
がある。これは回転子及び固定子の歯１３及び１４を研
磨する前に一度検査されるが、■　　の単純な測定によ
って本発明の方法をｕｐ 用いて再び検査される。このパラメータあるいは特性値
Ｖ　　は全コイルにかかる電圧であると定ｕｐ 義てれる。以前に注意したようにコイル１ａ〜６ＩＬは
直列に接続される。逆起電力信号が１２０１度離れ１い
る限り、本発明の方法に従ってテストされる良好なモー
タに存在すべき唯一の電圧はコイルのＤＣ（ｉＲ）電圧
降下に小石なリップルが乗ったものである。各コイルの
各々のテストに関してＤＣ成分は除去される（ＡＣ結合
）。従って供給電圧の平均値Ｖ　　の測定がこの抵抗値
テストｕｐ に適している。相の近似的抵抗値を知れば、ｖｓｕ。

のＩｉＣ部分が近似的に３ＸＲφ×１＝ｖＤｏである事
が期待嘔れる。但しＲφはコイルの抵抗値でめるっコイ
ルの短絡は、リップルが乗っている０６部分を低下嘔せ
る。一方、断線の場合は電流が全く流れ今いので信号は
全く生じない。モータ１０の場合このテストは約７５０
ｍＡの公称電流値で行ない得る。

ヌケール因子Ｋ　　がＶ　　　の測定に関してｓｕｐ　
　　　　ｓｕｐ 加えられる。異なった電圧レベルを有する３相モータは
単にＡＣ結合差動増幅器（第５図参照）の利得を変える
事によって容易に適合でせる事ができる。■　　を得る
ためにディジタル又はアナ口ｕｐ グ平均回路のいずれを用いてもよい。アナログ平均が上
首尾に用いられたが、第３図の良好な実施例のテスタで
はディジタル平均が用いられている。

第１２ａ図及び第１２ｂ図は各々良好なモータ及びコイ
ルか短絡したモータの示す波形を描いている。図面で回
転位置θは横座標上に、ｖＤｏを近似するＶ　　は縦座
標上にある。ｖｓｕｐ）ａｍｐｕｐ は電流が一定に保たれている時の供給電圧リップルの振
幅である。Ｖｓｕｐ）ａｍｐは、巻線の短絡が見い出て
れた時は大きく、正規の電圧供給レベルを明確に表示す
る。

〈調波含有量〉 電流が一定に保たれている時の供給電圧リップルの振幅
ｖｓｕｐ）ａｍｐは上述のように部分的な相の短絡を表
示するものであるが、これはまたモータの各相の逆起電
力曲線の調波含有量あるいは形状の変化を衣わすもので
もある。

前述のように、６相モータの各相は（基本周波数に基づ
いて）１２０°離れている。もし各相の逆起電力Ｖ、φ
がフーリエ級数によって我わされ、また正弦項のみが支
配的であるとすると、式（６１）％式％ 但しφ、＝０．２π／３．４π／３ラジアンでコ ある。

級数の形の３つ全部の相から生じる逆起電力を会計する
と、下記の式（３２）が得られる。

（１）　　　　　　　　　２πｎθ −） （３２） もし基本周波数が、各相に存在する唯一の周波数成分（
ｎ＝１）であり、全ての相の振幅が同一（Ａ１１−Ａ１
２−Ａ１６）であわば、式（５５）が得られる。

これは三角関数の恒等式を用いればわかるように、恒等
的にゼロである。

もしモータ構造例えば歯の形状が変化すれば、逆起電力
曲線は正弦波から歪み、５番目の高調波（ｎ＝３）が最
も支配的に増加する。式（３２）でｎ＝１、ろでろり６
番目の高調波の振幅が等しい（Ａ　　＝Ａ　　＝ｐ、　
　　）とすると、下記の式（ろ４）か３１　　　３２　
　　３３ 得られる。

２π６θ　　　　２π６θ　２π６ Ｖ　　　　　＝ｐ、　　（ｓｉｎ（）＋５ｉｎ（＋　　
　）ｂｔｏｔａｌ　　５１　　　３　　　　　６　６但
しｎ　＝　１の寄与は前述のようにゼロでおる。

基本周波数（ｎ＝１）及び３番目の高調波（ｎ＝６）を
有するモータに関して、位相シフトは２π及び４πラジ
アンなので、下記の式（３５）が得られる。

■ｂｔｏｔａｌ””３１　”ｎ２πθ　　　　（６５）
抵抗値を見い出すた療にディジタル平均てれるのと同じ
信号Ｖ　　が同様に最大及び最小のリツ！Ｌｕｐ プルを測定するためにマイクロプロセッサ２００中のマ
イクロプロセッサ・コードを用いて解析芒れる事に注意
すべきである。

〈平均インダクタンス〉 低いトルクに関する共通のモータの問題は、モータ中の
ラミネートの数を増加させる事によって対処でれる。し
かしながらラミネートを付加する事はインダクタンスを
増加嘔せ、従って高速において利用可能なトルクを減少
埒せる望ましくない駆動型性能の原因となる。典型的に
は、インダクタンスは古典的なインダクタンス・ブリッ
ジを用いても測定が難しいが、平均インダクタンスを表
わすものは電流゛源ターン・オン・シーケンヌ中に容易
に得られる。ゼロから必妥な値（平均インダクタンスの
テストに関して名目的な）まで電流が上昇する時、その
電流遷移を記述する方程式は式（５６）に示される。

３Ｌ　　−−Ｅ　　−３Ｒ，ｖｉ−Ｖｂ、ｏ、ａ、　　
（３６）ａｖｄｔ　　ｓｕｐ 項（３Ｌ　　）及び（３Ｒａｖ）は３つ全部の相が　ｖ 直列に接続されるので、・存在する。嘔らにモータが回
転しているので、■　　　　は殆んどゼロでｔｏｔａｌ ある。電流の調整は始められていないので、６８ｕ。

ｂ知の一定の電源電圧である。これらの情報を用いて、
式（３６）を時間及びインダクタンスの関数として電流
に関して解く事ができる。その結果は下記の式（３７）
　Ｋ示てれている。

式（３７）中で、τ””ａｖ／Ｒａｖでるる。

この遷移中の電流を監視する事によって、電流がトリガ
・レベルｉ）　　、　に到達する時に時間ｒ１ｇ ｔ）Ｌが測定嘔れる。平均抵抗値は前述のように測定で
れる。従って平均インダクタンスは、式（５７）を下記
の式（５８）のように変形する事によって見い出場れる
。

この計算は普通のマイクロプロセッサにとっては複雑す
ぎるので、プロセッサ２００内ではｔ）Ｌが標準的モー
タ仕様と比較するために用いられている。所定のモータ
例では、１オームの電流感知抵抗にかかる電圧と比歓す
るための基準電圧を与えるために６７０ｍＶのツェナー
・ダイオード（図示せず）、が用いられている。従って
ｉ）ｔｒｉｇ６７０ｍＡである。Ｌ　　は０＜ｉくｉ）
　　、のａｙ　　　　−−ｔｒ１ｇ 範囲で平均され、且つモータが回転しているので全ての
位置にわたっても平均嘔れる事に注意すべきでろるー。

〈テスト・パラメータの要約〉、 テスト・パラメー゛夕の要約が下記の表の形で示てれて
いる。テスト・パラメータ及びそれに相当する「″毛−
タ・パラメータ」は適当な欄の下に示てれている「典型
的なモータ仕様」と題する欄は、説明を行なっている型
の許容可能なサンプル・モータからの公称値を含む。

くテヌタの実施〉 モータ１０の回転子１２を一様に回転嘔せるために、シ
ャフト回転装置２０が設けられる。

回転子１２のシャツ）１２ａを結合重せるために任意の
便利な手段を用い得るが、駆動モータ２１のシャフト２
１ａＫ対してシャフト１２ａをすばやく結合及び分離す
る手段を設ける事が好ましい。そのためにシャフト回転
装置はエア・シリンダー２２を含み、これは付勢リング
２４をトグル開放アーム２５から離しトグル・リンケー
ジ２６のカム而２６ａ上を通過嘔せるようにヨーク・ア
ーム２３に結合される。これはトグル・リンケージ２６
の中心ピボット２６ｂに中心を通過嘔せ摺動部材２７に
対して体止嘔せる。これはシャフト１２ａをカラー状の
摺動部材２７に対してロックする。

シャツ）１２ａに対するクランプ力はトグル・リンケー
ジ２６（最小限６つがカップリングの周囲に等間隔で配
置される）によって作られ、カラー状摺動部材２７を支
持部材２８から離し、円錐表面の内側の摺動部材２７を
シャフト・クランピング・コレット２９の外側円錐面上
に割込ませる。

クランピングとは逆方向にエア・シリンダー２２を付勢
すると、ヨーク・アーム２３はトグル浦放アーム２５に
対して付勢リング２４を動かし、トグル・リンケージ２
６を摺動部材２７から離す。

それによってモータ１０のシャツ）１２ａに対するクラ
ンプ力を開放する。

クランプ力は、所望のクランプ力を与えるように調整ナ
ツト３０を回す事によって調整し得る。

調ｔは、ロッキング部材３１を調整ナツゝト３０に対し
て締め付け、ジャム・ロック条件を作る事によって所望
のレベルにロックでれる。

付勢リング２４は、固定式ベアリング・アセン　′プ！
ｊ３２によってカップリングに同心的に案内てれ保持て
れる。これはカップリングがシャフト１６にクランプさ
れた時に接触せず且つ摩擦なしに付勢リング２４内で自
由に回転する事を可能にする。

第２図に示すように、カップリングは例えばセットねじ
３３、又はピン、スプリット・カラー、クランピング等
の任意の他の便利な方法によって、駆動モータ２１のモ
ータ・シャツ）２１ａに永久的に取シ付けられる。

く定電流源〉 杢発明の方法を実施するために定電流源が必要である。

テスタで測定でれるべき全てのパラメータは、一定の直
流がテスト中にステップ・モータの相巻線の各々を同時
に付勢するという約束に依存している。実例のモータ、
特に多相可変リラクタンス・ステップ・モータ１ｏはテ
スト中にモータが活動しているＡＣ発電機に見えるよう
なダイナミック・モードでテスト嘔れる。即ちステップ
・モータの相φＡ〜φＣが直流によって付勢嘔れ、シャ
フト１２＆が一定速度のモータ２１によって駆動される
時、各相巻線φＡ〜φＣ上に逆起電力信号が現われ、モ
ータ特性に依存して時間的に変化する。

この応用のための電流源は、安定性を示し且つ負荷に所
望の直流電流値を維持するように信号電圧変化に応答し
なければならない。

図面、特に第９図を参照すると、被制御定電流源４０が
示でれている。ＦＩＥＴ増謳器４１は演算増幅器４２に
よって制御妊れる。この回路は、所望の電流をＤＣ又は
低い周波数に維持するために演算増幅器４２並びに抵抗
Ｒ５１及びキャパシタＣ１５を経由するフィードバック
を用いる。またこの回路は所望の電流を高周波数に維持
するためにＦＥＥＴ４１の高いドレイン・インピーダン
スを利用する。Ｒ４８（感知抵抗器）にかかる負荷変動
のサンプルは演算増幅器４２が負荷、この場合は直列接
続嘔れたトタ１０の相φＡ〜φＣにおける一定電流を縦
持するようにＦＥＴをゲートし回路インピーダンスを変
イし嘔せる事を可能にする。

電流の大ききの制御は制御電圧基準によって達成嘔れる
。制御電圧基準は、抵抗Ｒ４６を経て電圧源＋■に接続
てれたポテンショメータＲ４７によってオペレータ制御
しても良く、又図に示すようにディジタル−アナログ（
Ｄ／Ａ　）変換器４７を通じてディジタル制御するよう
プログラムしても良い。マイクロプロセッサが利用可能
（第３図のマイクロプロセッサ２００）であれば、制御
電圧基準はマイクロプロセッサ２００によってディジタ
ル的に加えても良い。

被制御電源全体の安定性は演算増幅器４２の利得及び周
波数補償によって維持される。回路はその利得設定を１
０程度に低くしても良い。Ｒ４４Ｒ５１及びおそらくＣ
１５から成る演算増幅器４２フイードバツク・ループの
回路は周波数補償を与える。回路における利得及び周波
数補償はテスト１れる具体的なモータの変数を用いて働
くように選択嘔れている。

モータの相が電流源に対して与える活動的な負荷は１０
０Ｈｚの基本周波数（逆起電力尚り３ステツプ、そして
サンプル・モータに関するテストは３００ステップ／秒
で行なわれるので３００／’３＝１００）及びその高調
波を有する。これらＡＣ信号の太き芒はモータの品質と
共に変化する。

負荷の離散的な電流レベルをすみやかに変化嘔せるため
にプログラムされたディジタル制御を利用する必要があ
る場合、演算増幅器４２は最小限の周波数補償を有する
ように調整嘔れなければならない。Ｃ１５を有する図面
の回路はＲＣ周波数補償を用いている。キャパシタＣ１
５がなければ、電流値はゼロから最大値（この例では７
５０ｍＡ）まで変化し、１５ｍ５でゼロに戻る。

所望であれば、第９図に点線で示すようにバイポーラ・
トランジスタ４６を付加する事によって安価なＦＥＴが
より大きなものを代替し得る。この構成においてＦＥＴ
４１は、電流を制御しテスト中に相φＡ〜φＣに流れる
電流を一定に維持するためにバイポーラ・トランジスタ
のベースニドレインが接続された小信号制御電界効果ト
ランジスタから構成でれ得る。

演算増幅器４２はそれ自身の電源４４を有する。

これは例えば十又は−Ｖボルト（例えば１５ボルト）を
演算増幅器の適当な端子に加えるためのフイルタ・キャ
パシタｃ１２及びＣ１３を含んでいる０ＦＥＴ４１によ
って制御のために回路に加えらねる未調整電圧Ｂ＋は例
えば４ｏボルト程度でも良い。

第５図のブロック図を説明する時に明らかになるでろろ
うが、感知抵抗器Ｒ８この例では抵抗Ｒ４８は、演算増
幅器４２に至る抵抗Ｒ４４を含むフィードバック・ルー
プの接合点において、抵抗Ｒ４５及びＲ５０から成る駆
動回路を経て増幅器４８に信号を供給する。増幅器４８
は第３図に示すように出力を信号線５１を経て６７０ｍ
Ｖ比較回路５２に与える。

く回路〉 これまでに述べたように、本発明のテスト方法の鍵は逆
起電力とトルクとの間の直接の関係に基づいている。従
って逆起電力は、モータの他の多くのパラメータがそこ
から導き出されるような測定値として用いられる。第３
図にブロック図の形で示した回路は、モータを特徴付け
るこれらのバラメ′−夕の導出を可能にしている。その
ために、第３図を参照すると、電流源４ｏがモータの５
つの相の直列接続埒れた巻線φＡ、φＢ及びφＣに直列
に接続てれている。従ってモータ１．ｏのコイルの各相
を同じ電流が流れる。各相（φＡ〜φＣ）が直列接続て
れているので、モータ全体に生じる逆起電力は非常に小
さく、従って電圧の振れあるいは振動は最小限に保たれ
るので電流源４ｏはそれほど仕事をしなくてもよい。同
様に相の直列接続及び直列接続されたモータ・コイル（
１ａ〜６ａ）の「バッキングＪ　（ｂｕｃｋｉｎｇ）に
より、全体的なトルクは低い。テストのために１つ又は
２つの相しか直列接続しないならば、シャフト回転装置
によって要求でれるトルクはがなり増加するでろろう。

従ってテストのために第６図に示すように相（φＡ〜介
Ｃ）を直列接続する事が有利である。

また電流源とモータ・コイル即ち相から成る回路に、こ
の例では１オームの感知抵抗器Ｒ８（又はＲ４８）が直
列接続でれる。これは以前に第９図で説明したものであ
り、被制御電流源４０に含まれている。電流感知増幅器
４８は第５図にブロックの形で描かれている。以前に説
明したように感知増幅器４８の出力は電流に比例する電
圧である。この電圧は、Ｄ　／　Ａ変換器４７へのディ
ジタル入力（第９図）によって定電流源４０を制御する
ためにマイクロプロセッサ２００に入力嘔れる。

（第３図では、以下説明する逆起電力測定から導かれる
パラメータと混同するのを避けるためにＤ／Ａ変換器４
７への配線は示していない。）しかしながら電流感知増
幅器４８の出力は信号線５１を経由して６７０ｍＶ比較
回路５２に加えられる。これはツェナー・ダイオードに
よって確立てれた比較電圧を有し、入力線５１が６７０
　ｍＶに達した時に出力状態を変える比較器である。マ
イクロプロセッサ２００け、電流が最初にターン・オン
てれた時間と比較器が状態を変化嘔せた時間との間の時
間差を測定するために用いられる。

供給電圧Ｖ　　を正確に測定するために、差動ｕｐ 増幅器５５はその入力が直接、相φＡ〜φＣにまたがっ
て結合芒れている。第４ａ図（で示すように、差動増幅
器への結合は抵抗Ｒ１及びＲ２を経由し、演算増幅器５
５ａは抵抗Ｒ６を経て負・入力端子に（ポテンショメー
タＲ４による）トリマブル・フィードバックを有する。

通常のように、抵抗Ｒ２を経由して演算増幅器５５Ａに
至る正入力端子は電圧調整ポテンショメータＲ５及び固
定抵抗Ｒ５１を含む。ポテンショメータＲ４及びＲ５は
所望の利得Ｋ　　を得るように調整でねる。従ってマｕ
ｐ イクロプロセツサ２００への入力けＫＶＢｕｐ　　　８
ｕｐ である。嘔らに較正のために差動増幅器５５への入力は
、残りの回路及びマイクロプロセッサに、較正でれた電
源が与えられるように二極双投ヌイツチを含んでいる。

テスト動作の時ヌイツテ５６はモータ相φＡ〜φＣを読
み取る事のできる位置に入れられる。

真の逆起電力を読み取る（即ち直流成分を除去する）た
めに、各相φＡ〜φＣは差動増幅器６０ａ、６０ｂ、６
０ｃＫＡＣ結合テれ、各増幅器は逆起電力のＡＣ成分の
み即ち真の逆起電力を出力信号として与える。回路６０
ａ〜６０ｃで有用な典型的なＡＣ結合差動増幅器６０が
第４ｂ図にしめてれている。第４ａ図と第４ｂ図の２つ
の回路の相違は演算増幅器６０ａ〜６０ｃへの入力が、
ＡＣ信号のみを差動増幅器に結合するＤＣブロッキング
・キャパシタＣ１４およびＣ１５を含むことだけである
。入力のレベルにより要求てれる任意のスケーリングを
可能にするために、テスト嘔れる具体的なモータに関し
て種々の抵抗値およびキャパシタ値を選択し得る。

ＡＣ結合差動増幅器６０ａ〜６０ｃの出力は各相の逆起
電力ｖｂＡ”””ｂＣを与えるっこれらの出力は全波整
流器７０ａ〜７０Ｃ１加ゝ算増幅器９０ａ〜９０ｃ及び
ゼロ交点検出回路１４０に供給てれる。

最初に各相に関する平均逆起電力の決定に付いて述べる
と、第５図に示てれる典型的な全波整流器７６１対の演
算増幅器７１及び７２を含む。演算増幅器７１及び７２
の各々は、演算増幅器７１及び７２を完全なダイオード
として１動かせるためにダイオードＤ１及びＤ３を含む
ダイオード・フィードバック・ループを有する。回路の
残りは例えば抵抗Ｒ７及びポテンショメータＲ８であっ
て、演算増幅器７１の利得を制御する目的でフィードバ
ック・ループの一部を形成する。演算増幅器７２は変型
でれた電圧フォロワとして接続てれ、従ってフィードバ
ック及びポテンショメータによる調整は不要である。

第６図に示すように全波督流回路の各々は出カフ６．７
４．７５をそれぞれ平均回路８０ａ〜８０ｃに与える。

典型的な平均回路８０け第６図に示てれている。平均回
路は整流波形からリップルを平均化するための抵抗Ｒ１
０及びキャパシタＣ１６を含む。これは出力又は平均逆
起電力”ｂＡ−■　　を形成する。各平均回路の演算増
幅器はｃ 電流引き抜きを減少嘔せるために高い入力インピーダン
ヌのエミッタ・フォロワとなっているので、Ｒ１０及び
Ｃ１０から成るＲＣＭ路を用いて真の平均が得られる。

全波整流器７０ａ〜７０ｃからの出力は平均回路８０ａ
〜８［］ｃに供給てれる以外に振幅検出保持回路１００
にも供給てれる。振幅検出保持回路は第７ａ図及び第７
ｂ図に示でれている。第７ａ図の回路は各々信号線７３
．７４及び７５から入力を取るためＫ１回繰り返てれて
いる。第７ａ図には回路の検出保持部の１つだけが示で
れ、第７ｂ図には５つの振幅検出保持回路の各々の出力
の組み合せに関する最小及び最大ピーク選択部が示でれ
ている。

第７ａ図の振幅検出保持回路１００け、２個のサンプル
・アンド・ホールド段１０１及び１０２（例えばＤａｔ
ｅｌ　　ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのＳＨＭ−ＩＣ−１）
並びにトラッキングを制御するための適当な論理回路及
び必要なメモリから構成てれる。

サンプル−アンド・ホールド回路１０１及び１０２は縦
続接続され、第７ａ図の点線内の論理回路１０３及び１
０４の制御の下にある。信号線７３〜７５の１つからの
アナログ信号入力がピーク値即ち振幅値に達すると、第
１のサンプル・アンド・ホールド回路１０１の入力及び
出力か等しい値になり、論理回路１０３が急速に１サン
プル」から「ホールド」に切り換わる。しかしアナログ
信号が最大値から減少する時、アナログ比較回路１０５
は接合点１０６の信号により即座に第１段のサンプル・
アンド・ホールド回路１０１を「ホールド」モードにセ
ットする。このホールド条件が第１段のサンプル・アン
ド・ホールド回路１０１に現われると、論理インバータ
１０７及び信号線１０７ａに現れるその出力信号により
逆の信号（サンプル条件）が第２段のサンプル・アンド
・ボールド回路１０２に現れる。アナログ信号か変化し
続けると、波形の谷条件が生じ波形は次に新しい別のピ
ーク振幅に向って上昇し始める。

論理信号は谷検出及びタイマ制御論理回路１０４の第２
のアナログ比較器１０８によって作られる。これは波形
の谷が検出てれた時に起きる。比較器１０８からのこの
制御信号はタイマ１０９の入力に供給てれ、サンプル・
アンド・ホールド回路１０１及び１０２のリセットを遅
らせるように働く。タイマ１０９の出力は、信号線１１
１に反転でれた制御信号を発生するインバータ１１０に
供給でれる。反転“された制御信号は、単に２つのＴＴ
Ｌ信号を短絡させる事によって、接合点１゜６に生じる
第１の論理信号と論理和を取られる。

従って組み会嘔れた論理制御は所望の出力信号を発生す
る。

５つΩ相の各々からのサンプル・アンド・ホールド段１
０２の出力は７６〜７８とラベル付けられており、各々
最大及び最小ピーク検出回路１１５及び１５０に加えら
れる。実際はピーク検出回路１１５及び１３０は、テス
ト中に回転子が回転する時５つの相の最大の瞬時振幅を
検出し読み取る瞬時最小値検出回路である。瞬時最大値
検出回路１１５及び１３０の各々の出力は単位利得の演
算増幅器１１６．１５１に結合てれる。これらは「ダウ
ンヌトリーム」ローディングを禁止し且つそれぞれノー
ド１１７及び１６２の信号を反転するためのバッファ増
幅器及びインバータ増幅器として作用するっしかしなが
らバッファ及びインバータ増幅器１６１は演算増幅器１
３１の正入力に加えられた電圧十ＶＩＫ関して加算増幅
器としてモ働くノで、バッファ及びインバータ増幅器１
１６とは少し違った様式で動作する。

瞬時最大値検出回路１１５は演算増幅器１１８〜１２０
並びにそれらに付属するダイオード及び抵抗器のフィー
ドバック・ループから構成てれる。

各演算増幅器１１８〜１２０に付属するダイオードＤ１
２〜Ｄ１７は、位相信号７６〜７８のいずれかが入力に
加えられ他のものよシもその振幅が低い時に、ブロッキ
ング・ダイオードとして働く。

これはノード１１７において演算増幅器１１６の負入力
に最大振幅信号だけが加わる事を保証する。

瞬時最小値検出回路１５０は瞬時最大値検出回路１１５
よりもいくらか微小な動作をする。第７ｂ図に示すよう
に、演算増幅器１３６〜１３５の各々の出力はそれらの
負入力に負電圧Ｖ１を印加する事によって正にバイアス
される。この電圧は整合された抵抗Ｒ６８、Ｒ７２及び
Ｒ８０を経て印加甥れる。これらの抵抗は各々入力の対
応する抵抗即ちＲ６５、Ｒ７１及びＲ７７に整合してい
る。抵抗Ｒ６５、Ｒ６８、Ｒ７１、Ｒ７２、Ｒ７７及び
Ｒ８０は全て、演算増幅器１６３〜１６５に非線型性が
生じるのを防止するために、１チ以内で整合でれるよう
に選択でれなければならない。

同様に演算増幅器１５１に付属する抵抗Ｒ７６及びＲ７
６ａも整合嘔れる（１％以内で等しく選択てれる）べき
である。このようにして瞬時最大値検出回路１１５と同
様の方式で、最大振幅波形だけがノード１５２に生じる
。

瞬時最大値検出回路１１５の場合、ノード１１７に生じ
る波形の振幅は負でろ９、この波形はバッファ及び演算
増幅器１１６によって反転烙れ出力線ｖｐ　　　に出力
を与える。しかし瞬時最小値ａｘ 検出回路１６０の場合は、ノード３２における波形の振
幅は正である。演算増幅器１３１の正入力への電圧＋ｖ
１の印加は演算増幅器１５１の出力を負にバイアスする
のに役立つので、ノード１３２から演算増幅器の出力へ
の信号の反転に伴なってバイアス条件の反転と加算も生
じる。正味の効果はゼロ即ち大地レベルを元のレベルに
戻す事である。従って電圧−ｖｌ及び＋ｖ１け（反対極
性で６つても）１チ以内で同じ太き８を持ｆｃなければ
ならず従って出力、ｖｐ、　　は真の値である。

、ｍｌｎ 回路９０ａ〜９０ｃの加算増幅器は第８ａ図に、ゼロ交
点検出回路１４０内に含まれるものとして説明芒れてい
る。加算増幅器は、２つの相のオロを出力する演算増幅
器９１ａ〜９１ｃから構成てれる。各増幅器９１ａ〜９
１ｃの出力において、入力ｖ　　　−ｖ　　　から電圧
ｖｂＡＢ”　　ｂＢＣ及びｂＡ　　　　　ｂＣ ■　　が導き出される。

ｂＣＡ ゼロ交点検出回路１４０は入力信号ｖｂＡ”’−ＶｂＣ
及び２つの相に関する和信号ｖｂＡＢ　　ｂＣＡの両者
について安定なディテント（負勾配）に関する交点を検
出し、第８ｂ図に示すように出力信号を得るために適当
な信号の論理和を嘔る。

もう１度第８ａ図を水熱すると、信号ＶｂＡ〜Ｖ　　は
各々比較器１４１〜１４３に加えられ、ｃ 比較器の出力信号はキャパシタと抵抗との組合せＣ４、
Ｒ１９：Ｃ７、Ｒ２５；又はＣ１１、Ｒ３６から成る微
分回路に加えられる。その結果得られる微分信号はダイ
オードＤ４、Ｄ６、Ｄ８を通過し、各々インバーター４
４〜１４６及び抵抗とキャパシタとの組合せＲｌＢ、Ｃ
５：Ｒ２６、Ｃ８：Ｒ３４、Ｃ１２から成る成形回路に
送られる。

第８ｂ図に示すように、インバーター４４〜１４６の出
力は分岐し、一方の出力は直接マイクロプロセッサ２０
０に同期パルス源として与えられる。

第８ｂ図でパルスφＡ〜φＣは各々、この例では、安定
ディテント即ち負勾配交点に対応する。又、インバータ
ー４４〜１４６の出力信号はＯＲゲート１５３〜１５５
で論理和を収られ、パルス列出力θ　を与える。嘔らに
第８ａ図に示すように、加算増幅器９１ａ〜９１ｃから
の出力信号は直接、比較器１４７〜１４９に加えられ、
その出力はキャパシタ、抵抗Ｃ６、Ｒ４０：Ｃ９、Ｒ３
１：Ｃ１５、Ｒ３９から成る微分回路に与えられる。微
分回路の出力信号は各々インバーター５０〜１５２に与
えられ、その出力はＯＲゲート１５６〜１５８で論理和
を嘔られてパルス列出力θ２を与える。テストが一定の
回転子１２回転速度で行なわれている限り、パルス列出
力θ１及びθ２はステップ間の距離に比例する情報を含
む。

パルス列θ１、θ２はハードウェア・タイマー７０に加
えられ、タイマはパルヌ間の時間を、ステップ間の時間
に比例するディジタル数値即ちΔθ　　Δθ　に変換す
る。それらの数値は「７テ１゛２ ツブ精度測定」と題した章で説明したようにステップ諸
差を決定するためにマイクロプロセラ＋ｊ２００に与え
られる。例えばプロセッサはディジタル数値Δθ１で表
わブれる時間の列を探索して最小時間及び最大時間の両
者を見い出し、式（６）に示すようにそれらのデータを
６分率ステップ誤差に変換する。

同様にパルス列θ２も、ハードウェア・タイマー７０を
通過しディジタル数値Δθ　に変換器れま た後で、式（７）に示すように処理てれる。

マイクロプロセッサ２００は、マイクロプロセッサ・ボ
ード上に搭載されており、周知のいずれのマイクロプロ
セッサ又はマイクロプロセッサ・ファミリを含んでいて
も良い。この実施例では８０８５マイクロプロセッサ付
きのインテルｌ５ＢＣ８０３０カード、マルチ拳バヌ・
マイクロコンピュータが良好に用いられ、カードあるい
はボード上にＦｉ８２５５ハードウエア・タイマが用い
られた。８２５６ハードウエア・タイマはパルス列θ１
及びθ２を受は取るハードウェア・タイマ１７０に相当
する。またマイクロコンピュータあるいはマイクロプロ
セッサ・ボードはＡ　／　Ｄ変換器も有する。Ａ　／　
Ｄ変換器は、テスタによってマイクロプロセッサに与え
られるアナログ電圧を対応するディジタル値に変換し、
そのディジタル値からマイクロプロセッサによってモー
タ・パラメータが導出される。

モータ・テスト・パラメータに関する、これまで説明し
て来た方程式はアナログ方程式であり、多く、の場合パ
ラメータの値は純粋のディジタル数値ではなくて電圧等
の巣位を有する。しかしながら導出した方程式は本発明
の方法の応用を任意のマイクロプロセッサ又は任意の適
当な計算機に対して許すものと信じられる。

もしもモータを次々とテストすべきオン・ライン・テス
タに関して本発明の方法が用いられるならば、単にオペ
レータに合格又は不合格の表示をする表示装置にマイク
ロプロセッサを適合でせるのは単純な事である。芒らに
マイクロコンピュータは、モニタあるいはビデオ表示装
置に接続して、そのような合格不合格を衣示芒せ、又は
本明細書中の表に示でれているような所定の許容できる
パラメータとモータのパラメータとを比較しあるいはモ
ータのパラメータの読出しを行なわせても良い。

上述のテスタを利用したステップ・モータのテスト法を
用いれば、任意の傾向例えば固定子幻回転子のギャップ
の傾向を決定するために現実の読出しデータを比較して
調査する事ができる。従って何らかの製造上の欠陥によ
りモータが許容できなくなる以前に、モータ用の製造機
械を置き換えるためにその磨耗を解析する事もできる。

従って本発明の方法は、単にモータの全ての相を直列に
接続し、回転子を一様な速度で回転嘔せ、被テヌト・モ
ータの各相の逆起電力を決定し、そしてそれを解析して
、モータが所定のモータ特性を満足するか否かを決定す
るために最適のモータ・パラメータと比較する事によっ
て、モータの非常に迅速なテストを可能にする。

【図面の簡単な説明】

第１図に本発明の方法によシテストてれるステップ・モ
ータの例の断面図、 第２図は第１図のモータの回転子又はモータ・シャフト
を回転芒せるためのホルダーの側面図、第６図はテスト
されるモータの逆起電力を決定しそれからモータのパラ
メータを導き出すために用いられる回路のブロック図、 第４ａ図は第３図に示てれているＤＣ結合差動増幅器の
図、 第４ｂ図は第６図に示てれているＡＣ結合差動増幅器の
図、 第５図は第６図の回路で用いられる全波整流器の図、 第６図は第３図の回路で用いられる平均回路の図、 第７ａ図及び第７ｂ図は第６図の回路で用いられる振幅
検出保持回路の図、 第８ａ図及び第８ｂ図は第３図の回路で用いられるゼロ
交点検出回路の図、 第９図は第３図の回路で用いられる電流源の図、第１０
図、第１１図、第１２ａ図及び第１２ｂ図は第６図乃至
第９図の回路から導き出でれる種々の信号及びモータ・
パラメータを説明する図である。 出ａ人　インター六なル・ビジネヌ・マシースズ・コー
ポＶ５４ン代理人　弁理士　　　岡　　　１）　　次　
　　生（外１名）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数の相を持つ固定子及び回転子を有するステッ
   プ・モータをテストする方法であって、テストされるモ
   ータの相を直列に接続し、上記相に一定の電流を加え、
   上記モータの上記回転子を一定速度で回転嘔せ、少なく
   とも１つの相における電圧降下を検出し、上記電圧降下
   を上記少なくとも１つの相に関する逆起電力に変換し、
   上記モータのパラメータを決定するように上記少なくと
   も１つの相の逆起電力を解析する工程を含むステップ・
   モータのテスト方法。
2. （２）上記モータの各相の電圧降下を検出し、該電圧降
   下を上記各相に関する逆起電力に変換し、該逆起電力を
   特徴する特許請求の範囲第（１）項記載のテスト方法。