JPS5881310A - 両波整流器 - Google Patents
両波整流器Info
- Publication number
- JPS5881310A JPS5881310A JP56180870A JP18087081A JPS5881310A JP S5881310 A JPS5881310 A JP S5881310A JP 56180870 A JP56180870 A JP 56180870A JP 18087081 A JP18087081 A JP 18087081A JP S5881310 A JPS5881310 A JP S5881310A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- wave rectifier
- detection
- transistors
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/14—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles
- H03D1/18—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles of semiconductor devices
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ムＭ変調信号を歪特性良く検波する両波整流
回路に関する。
回路に関する。
従来よシムＭ変調波の検波には、検波効率が良い、歪特
性が良い、搬送波（キャリア）が２倍になることで後段
のフィルターが構成し易い等の理由によって両波整流回
路がよく用いられている。
性が良い、搬送波（キャリア）が２倍になることで後段
のフィルターが構成し易い等の理由によって両波整流回
路がよく用いられている。
第１図は従来例として示す両波整流回路である。
第１図において、１は変調された信号の入力端子、２は
整流信号の出力端子、３は検波端子、４，６は基準電圧
端子、６は電源端子、７は接地電位端子、８．９は同逆
相波形形成のための差動増幅器構成の各トランジスタ、
１０．１１は夫々上記側トランジスタ８，９の回路にお
ける電流源トランジスタ、１２．１３は検波用ＯＲ回路
トランジスタ、１４は差動増幅器のエミッタ抵抗、１５
．１６は負荷抵抗、１７．１８は電流源トランジスタの
エミッタ抵抗、１９は検波回路の電流源、２０は信号入
力のカップリングコンデンサ、２１は検波後のキャリア
ー除去ローパスフィルター、４０゜３７・−・・ ４１はバイアス供給用抵抗である。
整流信号の出力端子、３は検波端子、４，６は基準電圧
端子、６は電源端子、７は接地電位端子、８．９は同逆
相波形形成のための差動増幅器構成の各トランジスタ、
１０．１１は夫々上記側トランジスタ８，９の回路にお
ける電流源トランジスタ、１２．１３は検波用ＯＲ回路
トランジスタ、１４は差動増幅器のエミッタ抵抗、１５
．１６は負荷抵抗、１７．１８は電流源トランジスタの
エミッタ抵抗、１９は検波回路の電流源、２０は信号入
力のカップリングコンデンサ、２１は検波後のキャリア
ー除去ローパスフィルター、４０゜３７・−・・ ４１はバイアス供給用抵抗である。
今、変調信号入力端子１に第２図（ｍｌの信号が入力さ
れたとすると、上記差動回路中の一方のトランジスタ８
のコレクターには、入力の（ａ）とは逆相でα１倍の信
号ル）が現われ、上記差動回路中の他方のトランジスタ
９のコレクターは上記入力の（ａｌと同相でα２倍の信
号（Ｃ）が現われる。この両コレクタ信号（ｂｌ 、
（Ｃ１によって得られる検波用ＯＲ回路からの出力、す
なわち、検波端子３での波形は（ｄ）のごとく両波整流
の形になる。この（ｄｌの波形の信号スペクトラムは、
信号波、ｆ、と搬送波ｆ。に対して２ｆｏが現われる。
れたとすると、上記差動回路中の一方のトランジスタ８
のコレクターには、入力の（ａ）とは逆相でα１倍の信
号ル）が現われ、上記差動回路中の他方のトランジスタ
９のコレクターは上記入力の（ａｌと同相でα２倍の信
号（Ｃ）が現われる。この両コレクタ信号（ｂｌ 、
（Ｃ１によって得られる検波用ＯＲ回路からの出力、す
なわち、検波端子３での波形は（ｄ）のごとく両波整流
の形になる。この（ｄｌの波形の信号スペクトラムは、
信号波、ｆ、と搬送波ｆ。に対して２ｆｏが現われる。
そこで上記検波端子３に接続するローパスフィルター２
１の特性を第２図Ｋｌ）のように決めればｆ８とｆ。が
近づいても充分分離できる。この様にしてムＭ検波は出
来るが、この第１図の回路を構成する素子のバラツキを
考慮すると次にのべる様々な問題力唖じてくる。こ９で
、第２図（ｂｌ 、 （Ｃ１においてα＋ ｖ ｉ ｎ
Ｈα２ｗ１ｎ 、 Ｖｏ＋ 、 ＶＯ２は夫々次のよ
うな各式で表わせる。
１の特性を第２図Ｋｌ）のように決めればｆ８とｆ。が
近づいても充分分離できる。この様にしてムＭ検波は出
来るが、この第１図の回路を構成する素子のバラツキを
考慮すると次にのべる様々な問題力唖じてくる。こ９で
、第２図（ｂｌ 、 （Ｃ１においてα＋ ｖ ｉ ｎ
Ｈα２ｗ１ｎ 、 Ｖｏ＋ 、 ＶＯ２は夫々次のよ
うな各式で表わせる。
−一
先ずバラツキの要因の一つとして、差動増幅器構成の両
トランジスタ８，９の負荷抵抗１５．１６の各値がＲＬ
ｌ”ｒｃ ＲＬ２なる場合を考えてみよう。
トランジスタ８，９の負荷抵抗１５．１６の各値がＲＬ
ｌ”ｒｃ ＲＬ２なる場合を考えてみよう。
ＲＬｌ ） ＲＬ２′では検波端子３の出方波形は第３
図（８１のように同逆相ごとの振幅に差ができる。この
時上記トランジスタ８，９の各直流電位ｖ０１１ ＶＯ
２は、Ｖｏ＋ ％ Ｖ０２であるが検波出力波形として
複雑になるのを避けるため簡単にＶｏ＋ ＝ ＶＯ２と
している。
図（８１のように同逆相ごとの振幅に差ができる。この
時上記トランジスタ８，９の各直流電位ｖ０１１ ＶＯ
２は、Ｖｏ＋ ％ Ｖ０２であるが検波出力波形として
複雑になるのを避けるため簡単にＶｏ＋ ＝ ＶＯ２と
している。
この波形を前記フィルター２１を通過させても搬のよう
にキャリアリーク成分とに残る。単純に６／・−２ ボン抵抗の相対比）として考えれば略々６％のキャリヤ
リークとなる。
にキャリアリーク成分とに残る。単純に６／・−２ ボン抵抗の相対比）として考えれば略々６％のキャリヤ
リークとなる。
次Ｋ ＲＬ＋ ＝ ＲＬ２ テあッテも、Ｖｏ＋ ＜
ＶＯ２Ｋなる場合、例えばＲ１〉Ｒ２を考えると、検波
端子３の出力波形は第３図（ｃｌのようになる。この場
合も、ＲＬ、〉ＲＬ２の場合と同様にフィルター２１通
過後でみると、小入力信号においては、波形が再現し得
ない部分が出てくる。これは歪となって両波整流回路に
したメリットを損うものである。例えばＲ，、、＝ Ｒ
Ｌ２ ＝ ＲＥ ＝ １にΩ、ＩΣ４二ＩｙＨ３＝１ｍ
Ａ、トランジスｌ ｈｙＨ” １００、信号人力Ｖ １
ｎ ｆ Ｉ ＶよｐＲ＋−Ｒ２ と選んだ時、−「−×１ｏＯ−６％であると仮定すると
ＩＥ４ Ｉ胚×１００：５％であり、１ｍムにＥ４ 対して６０μムの誤差が発生しｖｏｌ−ｖ０２＝５０ｍ
ｖ、出力ｓ ｏ ｏ ｍ Ｖ ｐ −ｐ 波形に対して
’５’２ ｍＶ＝ ２５ ｍＶが誤差として現われる。
ＶＯ２Ｋなる場合、例えばＲ１〉Ｒ２を考えると、検波
端子３の出力波形は第３図（ｃｌのようになる。この場
合も、ＲＬ、〉ＲＬ２の場合と同様にフィルター２１通
過後でみると、小入力信号においては、波形が再現し得
ない部分が出てくる。これは歪となって両波整流回路に
したメリットを損うものである。例えばＲ，、、＝ Ｒ
Ｌ２ ＝ ＲＥ ＝ １にΩ、ＩΣ４二ＩｙＨ３＝１ｍ
Ａ、トランジスｌ ｈｙＨ” １００、信号人力Ｖ １
ｎ ｆ Ｉ ＶよｐＲ＋−Ｒ２ と選んだ時、−「−×１ｏＯ−６％であると仮定すると
ＩＥ４ Ｉ胚×１００：５％であり、１ｍムにＥ４ 対して６０μムの誤差が発生しｖｏｌ−ｖ０２＝５０ｍ
ｖ、出力ｓ ｏ ｏ ｍ Ｖ ｐ −ｐ 波形に対して
’５’２ ｍＶ＝ ２５ ｍＶが誤差として現われる。
これも略々６％の歪成分に相当すると考えてよい。
この様に、あまり注意深く抵抗値を選定しないリーク、
歪特性に関して著しく特性改善をなした両波整流器を提
供するものである。
歪特性に関して著しく特性改善をなした両波整流器を提
供するものである。
第４図に本発明の一実施例を示し、第６図にその各要部
の信号波形を示す。第４図において、２２゜２３は負極
性の検波を行うＰＮＰＯＲ回路用トランジスタ、２４，
２５は正極性の検波を行うＫＰＭＯＲ回路用トランジス
タ、２６．２７はレベルシフトトランジスタ、２８．２
９は正負検波波形の差動加算回路のトランジスタ、３０
は出カニミッタホロワトランジスタ、３１は上記差動加
算回路のエミッタ抵抗、３２はコレクター負荷抵抗、３
３． ”３４．３５，３６，３７．３８．３９は
定電流源であり、上記以外は第１図と同一構成となって
いる。
の信号波形を示す。第４図において、２２゜２３は負極
性の検波を行うＰＮＰＯＲ回路用トランジスタ、２４，
２５は正極性の検波を行うＫＰＭＯＲ回路用トランジス
タ、２６．２７はレベルシフトトランジスタ、２８．２
９は正負検波波形の差動加算回路のトランジスタ、３０
は出カニミッタホロワトランジスタ、３１は上記差動加
算回路のエミッタ抵抗、３２はコレクター負荷抵抗、３
３． ”３４．３５，３６，３７．３８．３９は
定電流源であり、上記以外は第１図と同一構成となって
いる。
第２図（ａ）と同様な変調された信号が入力端子１に入
力されると、２２．２３のｐｕｐ ｏＲ回路トランジ
スタのエミッタ共通点では、負の半波のみが取り出され
、レベルシフト・トランジスタ２６を通過後上記差動加
算回路の一方のトランジスタ２８のペースに第６図ｔｃ
＋の波形として現われる。
力されると、２２．２３のｐｕｐ ｏＲ回路トランジ
スタのエミッタ共通点では、負の半波のみが取り出され
、レベルシフト・トランジスタ２６を通過後上記差動加
算回路の一方のトランジスタ２８のペースに第６図ｔｃ
＋の波形として現われる。
７７、−・
一方、上記ＯＲ回路の）ｉＰＮ ）ランジスタ２４゜２
６によって検波された波形は同様にもうひとつフ のレベルシ１トトランジスタ２７を弁して上記差動加算
回路の他方のトランジスタ２９のベースに第６図（ｂｌ
のように正の半波のみが取シ出されている。この時差動
加算回路の出力、すなわち、トランジスタ２８のコレク
ターには、常にベース電位の差の成分が合成され第６図
（ｄｌのようになる。ここで Ｖｃ＝Ｖｏｃ−（工５７＋（ｖｎ＋３’ｎ＋４）、、）
Ｒｔ−ＶＢＩＣ１５ＶＢ＋５ ”” ＶＲＥＦ −、Ｉ
Ｂ２ＲＢ２− ＶＢＥ８＋ｖＢＥｉ １ＶＢ１ａ ＝
ＶＲＥＦ −Ｉ ＢＩＲＩＮ ＋ＶＢＥ９− ｖＢＩｃ
＋２工３７は電流源３７の電流値 第１回の回路のときと同様にバラツキについての考察を
加えてみよう。
６によって検波された波形は同様にもうひとつフ のレベルシ１トトランジスタ２７を弁して上記差動加算
回路の他方のトランジスタ２９のベースに第６図（ｂｌ
のように正の半波のみが取シ出されている。この時差動
加算回路の出力、すなわち、トランジスタ２８のコレク
ターには、常にベース電位の差の成分が合成され第６図
（ｄｌのようになる。ここで Ｖｃ＝Ｖｏｃ−（工５７＋（ｖｎ＋３’ｎ＋４）、、）
Ｒｔ−ＶＢＩＣ１５ＶＢ＋５ ”” ＶＲＥＦ −、Ｉ
Ｂ２ＲＢ２− ＶＢＥ８＋ｖＢＥｉ １ＶＢ１ａ ＝
ＶＲＥＦ −Ｉ ＢＩＲＩＮ ＋ＶＢＥ９− ｖＢＩｃ
＋２工３７は電流源３７の電流値 第１回の回路のときと同様にバラツキについての考察を
加えてみよう。
先ずｖＢｊ４ ＞ ｖＢｌｓ を考えるときは第６図（
ａ）の様に考えられるから端子３の出力波形は第６図（
ｂ）のごとくになる。ＶＣＯは無信号状態でＶＢ１５
＝ ＶＢ１４の時のトランジスタ２８のコレクター直流
電位である。同じ様に、ｖ８，４〈ｖＢ１３の状態では
第６図（Ｃ）の波形になると考えられるから、検波端子
３の出力は第６図（ｄｌの波形が得られる。上述の第６
図（ｂ） 、 ＠ｌの各波形で明らかなようにキャリア
ーリーク、歪等の発生はない。又差動加算回路トランジ
スタ２８．２９のベースまでの経路では、単にエミッタ
ホロワと見なしてよいので信号振幅の減衰は少なく、更
にトランジスタ２４．２６をＮＰＮ 。
ａ）の様に考えられるから端子３の出力波形は第６図（
ｂ）のごとくになる。ＶＣＯは無信号状態でＶＢ１５
＝ ＶＢ１４の時のトランジスタ２８のコレクター直流
電位である。同じ様に、ｖ８，４〈ｖＢ１３の状態では
第６図（Ｃ）の波形になると考えられるから、検波端子
３の出力は第６図（ｄｌの波形が得られる。上述の第６
図（ｂ） 、 ＠ｌの各波形で明らかなようにキャリア
ーリーク、歪等の発生はない。又差動加算回路トランジ
スタ２８．２９のベースまでの経路では、単にエミッタ
ホロワと見なしてよいので信号振幅の減衰は少なく、更
にトランジスタ２４．２６をＮＰＮ 。
トランジスタ２２．２７がＰＮＰと、それぞれ両信号を
得る回路構成μ相補接続にしであることからその減衰量
のバラツキは殆んどなく、第３図（ａｌの様な現象は起
らない。出力端子３におけるＶＣｌ。
得る回路構成μ相補接続にしであることからその減衰量
のバラツキは殆んどなく、第３図（ａｌの様な現象は起
らない。出力端子３におけるＶＣｌ。
ｖ０２等のＶＣＯからのズレは単に出力のダイナミック
レンジのバラツキとしてのみ問題となり、キャリアリー
ク、歪には何の影響をも及ぼさない。更に、トランジス
タのＰＩＰ 、ＮＰＮを相補使用していることからもｖ
Ｑｌ、 ＶＯ２のズレの幅は少ない。
レンジのバラツキとしてのみ問題となり、キャリアリー
ク、歪には何の影響をも及ぼさない。更に、トランジス
タのＰＩＰ 、ＮＰＮを相補使用していることからもｖ
Ｑｌ、 ＶＯ２のズレの幅は少ない。
この様に極性に見合ったトランジスタを組み合わせるだ
けで、実質的な両波整流が構成でき、検波の両極性を差
動増幅回路によって合成する際に９２−一 ・ 直流成分のズレを消去できる本発明の方式であれば、両
波整流器としてのキャリアリーク、歪の低減に犬なる効
果をもたらす。
けで、実質的な両波整流が構成でき、検波の両極性を差
動増幅回路によって合成する際に９２−一 ・ 直流成分のズレを消去できる本発明の方式であれば、両
波整流器としてのキャリアリーク、歪の低減に犬なる効
果をもたらす。
第１図は従来の両波整流器の電気的回路図、第２図、第
３図は従来の両波整流器による各特性図、第４図は本発
明の一実施例である両波整流器の電気的回路図、第６図
、第６図はそれぞれ本発明による両波整流器による特性
例を示す図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・出力端子、３
．・・、・・検波端子、４，６・・・・・・基準電圧端
子、６・・・・・・電源端子、７・・・・・・接地を位
端子、２１・・・・・・ローパスフィルター、２２，２
３．２４，２６，２６，２７．２８゜２９・・・・・・
トランジスタ、３３，３４，３５，３６゜３７．３８．
３９・・・・・・定電流源。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第５図 （Ｃ） 第６図 −−−−Ｖｅｘ
３図は従来の両波整流器による各特性図、第４図は本発
明の一実施例である両波整流器の電気的回路図、第６図
、第６図はそれぞれ本発明による両波整流器による特性
例を示す図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・出力端子、３
．・・、・・検波端子、４，６・・・・・・基準電圧端
子、６・・・・・・電源端子、７・・・・・・接地を位
端子、２１・・・・・・ローパスフィルター、２２，２
３．２４，２６，２６，２７．２８゜２９・・・・・・
トランジスタ、３３，３４，３５，３６゜３７．３８．
３９・・・・・・定電流源。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第５図 （Ｃ） 第６図 −−−−Ｖｅｘ
Claims (1)
- （１）入力信号に対して基準電圧より高い電圧波形のみ
を検出する第１の検波トランジスタ対と、上記第１の検
波トランジスタと極性が反対で、前記基準電圧よシ低い
電圧波形のみを検出する第２の検波トランジスタ対と、
それぞれの上記検波トランジスタ対よシ検出された電圧
波形を電流変換して互いが同極性になるように合成する
第３のトランジスタ対とから成ることを特徴とする両波
整流器。 ？） 第１の検波トランジスタ対と第２の検波トランジ
スタ対とは逆極性でなシ、それぞれの上記検波トランジ
スタ対より検出された信号を各エミッタホロワトランジ
スタを介してのち第３のトランジスタ対のおのおのの入
力としたことを特徴とする特許請求範囲第１項に記載の
両波整流器。 ２、、−１
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180870A JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180870A JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5881310A true JPS5881310A (ja) | 1983-05-16 |
| JPS6310604B2 JPS6310604B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=16090783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56180870A Granted JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5881310A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03265307A (ja) * | 1990-03-15 | 1991-11-26 | Fujitsu Ltd | 信号復調回路 |
-
1981
- 1981-11-10 JP JP56180870A patent/JPS5881310A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03265307A (ja) * | 1990-03-15 | 1991-11-26 | Fujitsu Ltd | 信号復調回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6310604B2 (ja) | 1988-03-08 |
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