JPS5886883A - ブラシレスモ−タの位相制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はブラシレスモータの位相制御回路に関するもの
である。

ブラシレスモータの回転速度制御方式としてはＰＬＬ（
フェーズ・ロックド・ループ）サーボと称される位相・
周波数制御方式がある。ｗ、１図は従来のブラシレスモ
ータ駆動回路における位相・・ＪＩｉ！１波数制御方式
（サーボ系）の構成を示すものであって、このサーボ系
は周波数発電機（１１、周波数−電圧（Ｆ−Ｖ）変換器
（２）及びローパスフィルタ１３１力１ら成る周波数誤
差検出手段と、周波数発電機（１１、基準発振器（４）
、位相比較器（５）及びローパスフィルタ（６）から成
る位相誤差検出手段とをそれぞれ具備している。しかし
て、ブラシレスモータ（７）のロータの回転速度に応じ
た周波数信号が周波数発電ｆＩｋ（１１から周波数−電
圧変換器（２１に供給されて電圧信号に変換され、周波
数誤差情報を含んだ電圧信号がこの変換器（２）からロ
ーパスフィルタ（３１を通して加算器（８）に供給され
る◎一方、ＭＩＲ数発１ｌｌＬ慎（１１からの周波数信
号と基準発振器（４）からの基準周、波数信号とが位相
比較器（５）にて比較され、この位相比較器（５）から
ローパスフィルタ（６）を通して加算器（８）に位相誤
差情報を含む電圧信号が供給される〇そしてこの加算器
１８）にてこれらの電圧信号が重畳共に制御されるよう
になっている。なお、ローパスフィルタ１３１及び（６
）を設けているのは、周波数−電圧変換器（２）及び位
相比較器（５）からの出力に含まれるリップル分を除去
するためである・このようＪｃｌＩＩｌ成した従来の位
相・周波数制御方式によれは、定常負荷状［１１（静め
負荷状噂）では残留速度偏差を零とすることができるき
いう大きな利点がある。しかしながら、従来の制御方式
ではローパスフィルタ＋３１　（４１を設けているため
、動的負荷に対しては応答性が惑いという大きな欠点か
ある。即ち、ロータの負荷が急激に変動する場合には、
ローパスフィルタ＋３１　＋６１において可ｔｔｔｔＦ
）の時゛関遅れ（タイムラグ）か生じるためｊＬ＃の急
激な変動に対して俊敏に応答することができず、回転位
相及び回転速度の制御を充分に行なうことができないの
が実状である。第１図に示す如きサーボ系によって位相
及び回転速度の制御を許容範囲内で行ない得るのは、周
波数発電機（１）の発生周波数とローパスフィルタ＋３
１　（６１の性能にもよるが、周波数発電機（１）の発
生周波数の約１／１０程度までの変動成分を抑制するの
が限度である。なお動的負荷に対する追従性を向上させ
るためには周波数発電機のピッチを細分化して発生周波
数を高くすればよいが、この場合にはコスト高について
し才う不都合かある。

また周波数発電機（１）を般けてシールドしなければな
らないので、スペースファクタの点で不利であり、小型
化、薄型化を図るのに大きな障害となっている。しかも
周波散発＊＃ｍや、周波数−電圧変換器（２）及び位相
比＊　ｉｉＦ＋５１等の構成複雑な回路を用いるように
しているのでサーボ糸の回路が高価になる不都合もある
。

本発鞠は上述の如き実状に朧みて発明されたものであっ
て、周波数発電機を用いる必要がなく構成が簡単で安価
であるにも拘わらず、静的負荷の場合は勿論、動的負荷
に対して時間遅れなく応答性（追従性）ｊｌｌＬ＜位相
制御を行ない得るようにしたブラシレスモータの位相制
御回路を提供しようとするものである。

以下本発明の実施例に付き第２図〜第７図を参、照して
説明する。

先ずＩ！２図′〜第４図は２相正弦波駆勧ブラシレスモ
ータの構成を示すものであって、００１はロータ、Ｏｎ
はステータ、０２＋は回転軸、０はロータヨーク、■は
ロータマグネットである。上述のロータマグネット０４
１４−！　、第３図に示すようにリング状に形成される
と共に、円周方向に尋問隔で交互に異なる極性となるよ
うに着＆され、例えｉｌｔ′８惨の着ａ慣域（１６ａ）
〜（１６ｈ）が形成されている。この場合、各々の電磁
領域（１６ａ）〜（１６ｈ）は磁束分布か正弦波状とな
るように着磁される。一方、ステータ０１１には２相の
巻−ブロックＣ１＃　Ｃ２Ａヒｃｓｅ　Ｃ４が設けられ
ている。灼ち第４図に示すように、ロータマグネット１
１４１によって形成される磁界に対して同相となる位置
に配設されている巻線ブロックＣ１とＣ１とが互いに直
列に接続されて人相のステータコイルＬ、が構成され、
これと同様に配設されている巻線ブロックＣ島とＣ４と
が直列に接続されてＢ相のステータコイルＬ２が構成さ
れている。またこれら人相及びＢ相のステータコイルＬ
、Ｌ２４ｔロータマグネツ）０４１に対して僅かな隙間
を隔てて対向配置されると共に、互いに電気角で９０°
の奇数倍だけ異なるように配されている。

才た、ロータマグネットａ４の磁界を検知してその回転
位置を検出し、人相及びＢ相のステータコイルＬ、、Ｌ
、の鎖交磁束に一比例した正弦波状の駆動電流をこれら
のステータコイルに供給するために、磁電変換素子例え
ばホール素子Ｈ１及びＨ２が第６図に示すように人相の
巻脚ブロックＣ２とＢ相の巻線ブロックＣ５との間に配
設されている。この場合、ホール素子Ｈ１及びＨ３はロ
ータマグネットＱ４１よりの一束を検出し得る位置にお
いて互いに電気角で９Ｕ異なりかつ巻脚ブロックＣ２及
びＣ５の辺Ｑ７＋及びＯ悼からそれぞれ電気角で９０°
異なる位置に配置されている。そして従来公知の如く、
これらのホール素子病及び鴇からの出力に基いて得られ
る互いに位相が９０°ずれた２相交流電圧が人相及びＢ
相のステータコイルＬ１．ＴＪ２にそれぞれ印加されて
、ロータマグネットａ４１の回転位置とは無関係の一定
のトルクにてロータａｏｌが回転駆動されるように構成
されている。

さらに本実施例においては、上述のモータ駆動用ホール
素子Ｈ１及び鵬の他に、２つのホール素子Ｈ３及びＨ４
が設けられている。第４図に示すように、これらのホー
ル素子Ｈ１及びＨ４はＡ相の巻線ブロックＣ３とＢ相の
巻線ブロックＣ４との間に配設され、ロータマグネット
Ｏ（よりの磁束を検出し得る位置において互いに電気角
で９０＠異なりかつ巻線ブロックＣ１及びＣ４の辺ａ１
及び（２）からそれぞれ鬼気角で９０°異なる位置に配
置されている０従って１ホール素子Ｈ１とＨｌ、及びＨ
２とＨ４とは電気角で４π（１機株角で１）たけ異なる
位置に配設されている。

の位相側ｍ回路の概要に付き第５図に基いて餅明する。

先ず、ホール素子Ｈａ（又はＨ４）からの出力信号が入
力端子Ｑｌ）を通してアナログ掛算器（ハ）に供給され
、ホール索子Ｈ４（又はＨ，）からの出力信号が入力端
子＠を通してアナログ掛算器（２）に供給される◎ｔた
第５図において（ハ）は位相差が９０°の正弦波信号及
び余弦波信号を基準信号としてそれぞれ同時に出力する
２相正弦波発振器であって、この発振器Ｑやからの正弦
波出力信号及び余弦波出力信号か一対のアナログ掛算器
ｃ！３ｃ１４１にそれぞれ供給されるようになっている
。

ここで発振器（ハ）の２つの出力端子ａ、ｂから出力さ
れる基準信号の角周波数をωとし、最大電圧をＥｏとす
れは、出力端子ａ、ｂから得られる出力電圧ｅ１　　Ｃ
２は１ ｅ　１　＝ｊｌｊｇ　ａｌｌωｔ　・・・・・・・・・
・・・・・・（１１Ｃ２＝Ｅ、鴎ωｔ　・・・・・・・
・・・・曲（２＋である。

會た入力端子（２１）（２２１からの入力信号と、発振
器（ハ）の出力端子ａ、ｂからの出力信号との位相差を
それぞれ０とし、ホール素子Ｈｓ、　Ｈ４の出力端子間
電圧をＥＭとすれば、ホール素子ＨＢ　、Ｈ４が互いに
電気角で９０°異なる位置に配設されているので、入力
端子（２１＋５から得られる出力電圧ｅ、　Ｃ４は、６
、　＝　ｇＭｓｉｎ（ωを十θ）・・・・・・・・・・
・−１３）ｅ４＝ＥＭ１ＸＩＩ＋（ωｔ＋０）・・・・
・・・・・・・・（４）である。

従ってアナログ掛算器（ハ）（財）の出力電圧をｅｓ　
、　Ｃ４とすれば、 ｅ５＝Ｐ４１Ｅｏ”　（ｃｍ　ｔ＋θ）−ａｄａｐｔ＝
ＥＭＥｏ（＝２＊ｔ　ｊｓｗ＃−）−ａ＋ａωｉ　−ａ
ｗｌ　−ｍｅ　）　　−−−１５１６４＝　ＥＭＥ＠−
（ωｔ＋θ）・（２）ωｔ＝　　ＦｎｔＥｏ　（ｓｓ２
ａ−トａｗｅ　−００８６−１ｅ虐１１ωｌ−ｍｅ　）
　番−・・昏−・・魯　　（６）となる・ そしてこれらの掛ｉ器（ハ）（２）からの貴其出力がア
ナログ和算器に）にて和算され、その出力電圧をＣ７と
すれば、 ｅｙ　ｍｅ５　＋６４　＝　ＥＭｅ＠　ｇｏｓ　ｅ　−
−−−−−−−、、、、（７）となる。

依って、発振器（ハ）からの出力電圧の振幅ＥＯを一定
にすれば、アナログ和算器（至）の出力電圧ｅ７はモー
タ駆動電圧ＥＭと（２）０の値のみに比例した電圧値と
なる。

次にアナログ和算器（２６１からの出力電圧Ｃ７を増幅
度の非常に大きい電圧増幅器−によって増幅される。こ
の結果、電圧増幅器鰭の出力電圧Ｃ８は位相差０が（の
付近（位相制御されてロックインされる点）でｌｌＲ６
図に示す如くはは直線状に変化する特性となり、この出
力電圧ｅ８は位相差θに比例した電圧特性となる。従っ
て、上述の出力電圧Ｃ８を加算器（ハ）に供給して、回
転速度哄差情報を含んだ電圧に加算してからモータ駆動
回路（ハ）に駆動電圧として供給すれは、位相・周波数
制御による回転速度開−を行なうことができる。例えは
、ロータの回転速度の低下に伴ないロータの回転位相が
遅れた場合には、比較的高い電圧（ＩＮ６図においてＹ
点に対応する電圧）が演算増幅器幹の非反転入力端子に
供給され、この結果、ステータコイルＬ１゜Ｌ、に相対
的に高い電圧が印加されてロータの回転速度が増大され
る。これとは逆に、ロータの回転位相が進んだ場合には
ステータコイルＬ、　　Ｌ、に印加される電圧が低下せ
しめられてロータの回転速度が低減される。依ってこの
場合、位相誤差検出手段内に時間遅れをもたらす回路要
素（例えば電圧平滑用のローパスフィルタ）が全くない
ので、極めて応答性に優れた回転速度制御が可能となる
０才た第７図は位相制御回路と（ロ）転速度制御回路と
をそれぞれ設けて位相及び回転速度の制御を同時に行な
うようにした具体的なブラシレスモータ駆動回路を示す
ものである。なお第７図において第５図と共通する部分
には共通の符号を付してその説明を省略する０また人相
のステータコイルＬ。

及びＢ相のステータコイルＬ！の駆動回路は同一の構成
であるため、人相のステータコイルＬ１の駆動回路につ
いての構成及び動作のみを説明し、Ｂ相のステータコイ
ルＬ２の駆動Ｈ路については既述の駆動回路と共通する
部分には同一の符号にダッシュを付してその説明を省略
する。

先ず回転位置検出用のホール素子Ｈ１は演算増幅器ｃｎ
）及びＧυの出力端子との間に抵抗Ｒ１及びＲ２を介し
て接続され、このホール素子Ｈ１に磁界とは直交する方
向の駆動電流が流されている。才たホール素子Ｈ４から
の出力は抵抗Ｒ，を介して演算増幅器ｃ３？Ｉの非反転
入力端子及び反転入力端子にそれぞれ供給されて差動増
幅され、との差動増幅出力がトランジスタＴｒ１Ｔｒ２
から成るシングルエンドブシュプル電力増幅器Ｃ３３に
で更に増幅される。そしてこの電力増幅器（至）からの
出力電圧か逆起電圧検出用抵抗几、を介して人相のステ
ータコイルＬ、に供給され、これによってこのステータ
コイルＬ１が励起されるようになっている。

なお上述の抵抗島の両端は抵抗”ｌ＊　Ｒ４をそれぞれ
介して演算増幅器（財）の非反転及び反転入力端子に接
続されており、この演算増幅器（至）の反転入力端子と
出力端子との間に帰還抵抗島が接続されている。そして
演算増幅器（２）からの出力が抵抗島を介して前記演算
増幅器（至）の反転入力端子に供給されるようになって
いる。このように、抵抗−及び演算増幅器（財）を具備
する負帰還回路を般けるようにしたのはモータの負性が
変動して−も定速度回転を可能ならしめるためである。

即ちロータの回転角速度をω、ステータコールＬ１に流
れる１１流を１ｍ１ステータコイルＬ１の巻線抵抗を桶
、逆起電圧定数をＫｖ１ホール素子Ｈ１の出力電圧をｅ
ムとすれば、 も、ωが一定となり優れた定速度特性を得ることしてし
奮うので、通常は惨く僅かな小さな餉に設定される。

一方１電力増幅！：１！−の出力電圧ｅ、はアナログ掛
算器（ハ）に供給され、この掛算器（ハ）にて出力電圧
６ｇと発゛振器（ハ）の出力電圧Ｃ１とが掛算されて掛
算出力ｅ、が出力される（前記（１１、＋３１、（５）
式参照）０これと同様に、アナログ掛算器（２）からは
前記（６）式で表わされる掛算出力Ｃ４が出力される。

そしてアナログ加算器（ハ）にて掛算出力ｅｇ及びＣ４
が和算されて前記（７）式で表わされる和算出力Ｃ１が
位相制御電圧として演算増幅器匈の非反転入力端子に供
給される。

この結菓、モータ（７１は回転位相及び回転速度が同時
に制御されて定回転駆動される０ 従って、第７図のサーボ系によれば、周波数発電機を用
いることなく位相及び回転速度制御を同時に行なうこと
ができ、しかも従来のように時間遅れを生じる電圧平滑
用のローパスフィルタを用いる必要がないので、負荷の
変動に対して応答性（追従性）良くかつ極めて精度良く
位相及び回転速度制御を行なうことが可能であるＯ 以上本発明を実施例に付き述べたか、本発明はこれらの
実施例に限定されるものではなく、本発明の技術的思想
に基いて各種の変更が可能である０例えｄ％第８図に示
す如く、ホール素子Ｈ，，Ｈ。

をアナログ掛算器（ハ）弼として利用するこきも可能で
ある。

即ち、アナログ掛算器（ハ）ｃｌ！りとしては正弦波信
号と余弦波信号とを掛算する機能を有するものであれば
どのようなものを用いてもよいが、本実施例においては
２相正弦波駆動ブラシレスモータの構成上の特殊条件を
有効に利用することが、可能である０此種のブラシレス
モータにおいては既述の如くロータマグネットα滲は正
弦波着磁されているので、モータ駆動用の位置検出余ホ
ール素子Ｈ，Ｈ。

の他に２個のホール素子”　＊　Ｈ４を磁界内の適当箇
所（第４図参照）に配置すれば、これらのホール素子Ｈ
，Ｈ４の出力電圧は磁束密度の大きさと、磁束に対して
直角方向にホール素子に流される電流との積で与えられ
る。従って、既述の発振器（２）からの出力を駆動電流
としてホール索子Ｈ，，Ｈ４に流せは、これらのホール
索子Ｈ５，）ｉ４からは、ロータマグネツ）０４１にて
形成されている磁界の強さとホール素子駆動電流との掛
算出力が得られることになる。換言すれば、これらのホ
ール素子Ｈ，）ｉ４は一種のアナログ掛算器として動作
することになる。

即ち、ホール素子Ｈ，，Ｈ，の出力電圧をＣ１゜、Ｃ４
１これらのホール素子ＨｓＨ４における磁束密度をそれ
ぞれＢ、、　Ｈ４、磁束密度のピーク値を８０１発振器
（ハ）の出力端子とホール素子Ｈ，，Ｈ４の駆動端子と
の間ｋｌ＃続されている抵抗の抵抗値を烏、ホール素子
Ｈ，，Ｈ４の積感度を肋、基準周波数との位相差を−と
すれば、 Ｃ１０＝　ＫＨＢＩＩ　虱 ”１１　＝　ＫＨＢ４虱 となる。

従って、演算増幅器体ノの非反転入力端子に供給される
電圧をＣ１２とすると、 となる。

上述の電圧ｅ１２は発振器（ハ）の発振電圧を一定とす
れば、モータ駆動電圧（ピーク値）と位相差−の余弦値
にのみ比例、した値となる。故に＃！８図に示す如くホ
ール素子ＨｓＨ４に発振器（ハ）の正弦波出力及び余弦
″竺出力がそれぞれ駆動電流として供給すると共に、ホ
ール素子Ｈ，ＥｌびＨ４の出力電圧を互いに加算して演
算増幅器ａ１の非反転入力端子に供給すれば、第７図の
場合と同様の（ロ）路動作により１位相及び回転速度制
御が応答性良くしかも極めて精＃Ｌ曳く行なわれること
になる。

以上の如く本発明は、 （ａ）、ロータの回転速度に応じたｊ！ｆｌ波数の正弦
波信号を出力する正弦波出力手段（例えは、実施例で示
したホール索子Ｈ，）、 （ｂ）、前記正弦波信号とは位相か９０°異なる余弦波
信号を出力する余弦波出力手段（例えば、実施例で示し
たホール素子Ｈ４）、 （Ｃ）、位相差が９０＠の正弦波信号及び余弦波信号を
基準信号としてそれぞれ同時に出力する基準信号出力手
段（例えば、実施例で示した２相正弦波発振器ｃ！９）
、 （ｄｉ、１＄９１記正弦波出力手段からの正弦波信号と
、前記基準信号出力手段からの正弦波信号とを掛算する
第１の掛算手段（例えば、実施例で示したアナログ掛算
器ｇ３）、 （ｅ）、前記余弦波出力手段からの余弦波信号と、前記
基準信号出力手段からの余弦波信号とを掛算するｗ、２
の掛算手段（例えは、実施例で示したアナログ掛算器Ｃ
Ｉ’４１　）、 とをそれぞれ具備し、前記第１及び第２の掛算手段から
の出力の和算出力に基いて前記ロータの回転位相を制御
するようにしたものである。故に本発明の位相制御回路
によれは、周波散発１１ＩＬ憬の如き位置検出手段を用
゛いることなく位相制御を行なうことかでき、しかも位
相制御１１ｇ回路内に時＠遅れを生じる（口）路豊木例
えにローパスフィルタ等を用いずに隣むので負荷変動に
対して非常に応答性（追従性）良くかつ極めて精度良く
位相制御を行なうことができる・談た周波数発電機を使
用しないで済むため回路のコストダウンを岐ることがで
きると共に、この周波数発電機をシールドする必要カナ
くスペースファクタの点で有利となり、モータひいては
とのモータが内菫される機器の小型化及び薄型化を図る
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１１！！！！Ｉは従来のブラシレスモータ駆動回路に
）ける位相・周波数制御系を示すブロック図である。 第２図〜第８図は本発明の実施例を説明するためのもの
であって、第２図はブラシレスモータの縦断面図、第３
図はロータマグネットの平面図。 第４図はステータの平面図、第５図はブラシレスモータ
駆ｗｈ回路における位相制御系の回路−成を示すブロッ
ク図、第６図はアナログ和算器及び電圧増幅器からの出
力波形を示す波形−１第７図は位相制御回路と回転速度
制御回路とをそれぞれ具備するブラシレスモータ駆動回
路の回路図、第８図はホール素子をアナログ掛其鰺とし
て利用した場合のブラシレスモータ駆動回路の回路図で
ある・なお図面に用いられている符号において、（ハ）
（２）・・・・・・・・・・・・アナログ兼算器（ハ）
・・・・・・・・・・・・・・・　２相正弦波発振器（
ホ）・・・・−・・・・・−・・・アナログ和算器（ハ
）・・・・・・・・・・・・・・・電圧増幅器（演算増
幅器）（至）・・・・・・・・・・・・・・・モータ駆
動回路り、　Ｌ２・・・・・・・・・ステータコイルで
ある。 代理人　上屋　勝

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　、ロータの回転速度に応じた周波数の正弦波信
   号を出力する正弦波め男手段、 （ｂ）、前記正弦波信号とは位相が９０°異なる余弦波
   信号を出力する余弦波出力手段、 （Ｃ）、位相差が９０°の正弦波信号及び余弦波信号を
   基準信号としてそれぞれ同時に出力する基準信号出力手
   段、 （ｄｌ、前記正弦波出力手段からの正弦波信号と、前記
   基準信号出力手段からの正弦波信号とを掛算する第１の
   掛算手段、 （Ｃ）、前記余弦波出力手段からの余弦ｒＩＬ信号と、
   前記基準信号出力手段からの余弦波信号とを掛算する第
   ２の掛算手段、 とをそれぞれ具備し、前記第１及び謝２のｌＩｇ手段か
   らの出力の和−出力に基いて１１Ｉ紀ロータの回転位相
   を制御するようにしたことを％愼とするブラシレスモー
   タの位相制御（ロ）路。