JPS5886887A - 直流エレベ−タ−の制御装置 - Google Patents
直流エレベ−タ−の制御装置Info
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- JPS5886887A JPS5886887A JP56182452A JP18245281A JPS5886887A JP S5886887 A JPS5886887 A JP S5886887A JP 56182452 A JP56182452 A JP 56182452A JP 18245281 A JP18245281 A JP 18245281A JP S5886887 A JPS5886887 A JP S5886887A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/298—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature and field supplies
- H02P7/2985—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature and field supplies whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流エレベータ−に係シ、特に高力率化を図
るに好適な直流エレベータ−の制御装置に関する。
るに好適な直流エレベータ−の制御装置に関する。
従来から、交流電源から可変直流電力を得る装置、ある
いは直流電力を交流電力に変換する装置として、全波ブ
リッジ回路を用いたものが種々提案され、実用化されて
いる。また、用途に応じて単相あるいは多相交流が用い
られ、多相交流を対象とするものは、単相交流のものに
比べ技術的、装置的に複雑化するが、原理的には共通す
る点も多い。そこで、以下の説明では主に３相交流を例
に挙げて説明するが、この説明から単相交流の場合を理
解することは容易であろう。
いは直流電力を交流電力に変換する装置として、全波ブ
リッジ回路を用いたものが種々提案され、実用化されて
いる。また、用途に応じて単相あるいは多相交流が用い
られ、多相交流を対象とするものは、単相交流のものに
比べ技術的、装置的に複雑化するが、原理的には共通す
る点も多い。そこで、以下の説明では主に３相交流を例
に挙げて説明するが、この説明から単相交流の場合を理
解することは容易であろう。
第１図に、３相交流電源から可変直流電圧を得るための
従来装置を示す。図において、３相交流電源Ｅ、からＵ
、、Ｖ、Ｗの３相電圧が、６個のサイリスタ（ＩＪｌ、
Ｕ２ 、Ｖ＋ 、Ｖ２ 、Ｗ＋ 、Ｗ２）よりなる３相
全波サイリスタブリツジの交流端子に接続される。
従来装置を示す。図において、３相交流電源Ｅ、からＵ
、、Ｖ、Ｗの３相電圧が、６個のサイリスタ（ＩＪｌ、
Ｕ２ 、Ｖ＋ 、Ｖ２ 、Ｗ＋ 、Ｗ２）よりなる３相
全波サイリスタブリツジの交流端子に接続される。
この直流出力電圧Ｅ０は各サイリスタＵ、〜Ｗ２のゲー
トパルスを位相制御することにより制御され、抵抗ＲＬ
％インダクタンスＬＬ１直流電圧ＥＬを含む負荷りに印
加される。
トパルスを位相制御することにより制御され、抵抗ＲＬ
％インダクタンスＬＬ１直流電圧ＥＬを含む負荷りに印
加される。
ゲートパルスの発生する位相（サイリスタＵ。
で言えばＵＷ相の電圧が正に切り替った時点からの電気
角の遅れで表わし、以後制御遅れ角と称する）がαであ
るときの直流出力電圧Ｅ０は、３曹“ Ｅ、＝□・Ｅ、・ｃｏｓα ・・・・・
・・・・（１）π で表わされる。この制御遅れ角αがＯで直流出力電圧が
最大のとき、制御遅れ角αが９０°で直流出力電圧が０
のときの出力電圧Ｅ０波形、Ｕ相電圧ＵとＵ相電流Ｉｕ
波形の関係を、夫々第２図（ａ）。
角の遅れで表わし、以後制御遅れ角と称する）がαであ
るときの直流出力電圧Ｅ０は、３曹“ Ｅ、＝□・Ｅ、・ｃｏｓα ・・・・・
・・・・（１）π で表わされる。この制御遅れ角αがＯで直流出力電圧が
最大のとき、制御遅れ角αが９０°で直流出力電圧が０
のときの出力電圧Ｅ０波形、Ｕ相電圧ＵとＵ相電流Ｉｕ
波形の関係を、夫々第２図（ａ）。
（ｂ）に示す。負荷インピーダンスの時定数ＬＬ／ＲＬ
は電源の周期より十分長いと仮定し、負荷の直流電圧Ｅ
Ｌは出力電圧Ｅ０よりわずかに低い値となっていると仮
定して示した波形である。例えば直流電動機の電機子回
路が負荷で定電流制御を行なっている場合にはこのよう
な売行となる。
は電源の周期より十分長いと仮定し、負荷の直流電圧Ｅ
Ｌは出力電圧Ｅ０よりわずかに低い値となっていると仮
定して示した波形である。例えば直流電動機の電機子回
路が負荷で定電流制御を行なっている場合にはこのよう
な売行となる。
第２図（ａ）に示すように、出力電圧が最大の時にはＵ
相電流Ｉｕの中心値がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値）に
一致しておシ、Ｕ相電流■■の基本波成分の位相はＵ相
電圧Ｕと一致しており、力率はこのような制御方式とし
ては最高のものとなっている。
相電流Ｉｕの中心値がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値）に
一致しておシ、Ｕ相電流■■の基本波成分の位相はＵ相
電圧Ｕと一致しており、力率はこのような制御方式とし
ては最高のものとなっている。
しかし、第２図（ｂ）に示すように、出力電圧Ｅ。
が零である場合はＵ相電流ＩＵの中心はＵ相電圧Ｕの零
の点にあシ、Ｕ相電流Ｉυの基本波成分はＵ相電圧Ｕか
ら９００３遅れており、力率零であると言える。このよ
うに、３相全波サイリスクブリッジ−０点弧角を制御す
ることにより出力電圧Ｅ。を制御する方式は、特に出力
電圧Ｅ０が低い範囲では力率が悪くなる欠点を有する。
の点にあシ、Ｕ相電流Ｉυの基本波成分はＵ相電圧Ｕか
ら９００３遅れており、力率零であると言える。このよ
うに、３相全波サイリスクブリッジ−０点弧角を制御す
ることにより出力電圧Ｅ。を制御する方式は、特に出力
電圧Ｅ０が低い範囲では力率が悪くなる欠点を有する。
したがって、出力電圧が低い範囲の力率を改善して入力
電流を低減し、電源の容量を低減することが望１れてい
る。
電流を低減し、電源の容量を低減することが望１れてい
る。
一方、力率を改善するため、第１図のサイリスタをチョ
ッパにして制御する方法が最近提案されている。このチ
ョッパを電流遮断機能を有する素子にすれば回路構・成
が可能である。この電流遮断機能を有する素子としては
、ゲートにパルス状の逆電流を流すことにより電流を遮
断するゲート・ターンオフ・サイリスタ（ＧＴＯと称す
）や、同様な機能をトランジスタで構成しへもの等が今
る。
ッパにして制御する方法が最近提案されている。このチ
ョッパを電流遮断機能を有する素子にすれば回路構・成
が可能である。この電流遮断機能を有する素子としては
、ゲートにパルス状の逆電流を流すことにより電流を遮
断するゲート・ターンオフ・サイリスタ（ＧＴＯと称す
）や、同様な機能をトランジスタで構成しへもの等が今
る。
ところが、第１図に示すような交流電源から可変直流電
圧を得る電力変換装置を構成する場合にはＧＴＯやトラ
ンジスタは逆電圧耐量が低く問題となり構成できない欠
点がある。
圧を得る電力変換装置を構成する場合にはＧＴＯやトラ
ンジスタは逆電圧耐量が低く問題となり構成できない欠
点がある。
本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目的とする
ところは逆電圧耐量の低い電流遮断機能素子を使用して
交流−直流あるいは直流−交流に電力冬変換する全波整
流回路からなる高力率の電力変換装置を用いた直流エレ
ベータ−の制御装置を提供するにある。
ところは逆電圧耐量の低い電流遮断機能素子を使用して
交流−直流あるいは直流−交流に電力冬変換する全波整
流回路からなる高力率の電力変換装置を用いた直流エレ
ベータ−の制御装置を提供するにある。
本発明の特徴は全波整流回路からなる電力変換装置の少
なくとも１ア一ム以上に電流遮断機能素子を備え、該電
流遮断機能素子と直夕１ｊにダイオードを接続し、さら
に前記電流遮断機能素子と逆並列にダイオードを接続し
、前記電流遮断機能素子を高周波でオン、オフして高力
率の電力変換装置にした点にある。
なくとも１ア一ム以上に電流遮断機能素子を備え、該電
流遮断機能素子と直夕１ｊにダイオードを接続し、さら
に前記電流遮断機能素子と逆並列にダイオードを接続し
、前記電流遮断機能素子を高周波でオン、オフして高力
率の電力変換装置にした点にある。
本発明の回路構成を第３図に、動作波形を第４図に示す
。
。
第２（ａ）、（ｂ）に示すような出力電圧を得る場合、
６個のサイリスタは電流しゃ断機能をもたないサイリス
タを用いそ得られるが、ゲートにパルス状の逆電流を流
すことにより流れている電流をしゃ断する機能をもつサ
イリ玉夕（以下ＧＴＯと称する。また、トランジスタを
用いてもＧＴＯと同じ機能が得られるので、以後ＧＴＯ
と称する場合はトランジスタを含むものとする。）を用
いれば力率を改善することができる。
６個のサイリスタは電流しゃ断機能をもたないサイリス
タを用いそ得られるが、ゲートにパルス状の逆電流を流
すことにより流れている電流をしゃ断する機能をもつサ
イリ玉夕（以下ＧＴＯと称する。また、トランジスタを
用いてもＧＴＯと同じ機能が得られるので、以後ＧＴＯ
と称する場合はトランジスタを含むものとする。）を用
いれば力率を改善することができる。
第１図に示す３相全波サイリスタブリツジにおいて、従
来は、負荷電流ＩＬが必らず電源Ｅ、を通って流れるよ
うにしているが、これに対して、例えばサイリスタＵ、
とＵ２を同時に点弧して、負荷電流ＩＬが電源Ｅ、を流
れない期間を作るようにすれば、電源Ｅ、に流れる電流
を低減することができ、る、。
来は、負荷電流ＩＬが必らず電源Ｅ、を通って流れるよ
うにしているが、これに対して、例えばサイリスタＵ、
とＵ２を同時に点弧して、負荷電流ＩＬが電源Ｅ、を流
れない期間を作るようにすれば、電源Ｅ、に流れる電流
を低減することができ、る、。
第３図は本発明における３相全波ブリッジ回路の構成図
である。
である。
図において正側の各アームに接続されたＧＴＯＵ。
〜ＧＴＯＷ、はＧ Ｔ Ｏ、Ｄ ｔ＋−Ｄｗはダイオー
ド、Ｄ、−Ｄ、はダイオード、負側の各アームに接続さ
れたＵ、〜Ｗ２はサイリスタであり、この全波ブリッジ
の交流端子には３相交流電源Ｅ、が接続されている。
ド、Ｄ、−Ｄ、はダイオード、負側の各アームに接続さ
れたＵ、〜Ｗ２はサイリスタであり、この全波ブリッジ
の交流端子には３相交流電源Ｅ、が接続されている。
ＧＴＯＵ＋ ’−ＧＴＯＷ＋は各々に直列ダイオードＤ
Ｕ−ＤＷ、と逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ、を接続する。
Ｕ−ＤＷ、と逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ、を接続する。
直流出力電圧Ｅ０はＧＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ、およびサイ
リスタＵ２〜Ｗ２のゲート制御によって制御され、抵抗
ＲＬ、インダクタンスＬＬ、直流電圧ＥＬを含むＬに印
加する。ここセは、負荷りの時定数Ｌ Ｌ／ＲＬは交流
電源の周期より十分長いと仮定し、直流電圧ＥＬは出力
電圧Ｅ０より低い値になっていると仮定する。例えば直
流電動機を制御するために、電機子回路を負荷とした場
合にこのような条件となる。
リスタＵ２〜Ｗ２のゲート制御によって制御され、抵抗
ＲＬ、インダクタンスＬＬ、直流電圧ＥＬを含むＬに印
加する。ここセは、負荷りの時定数Ｌ Ｌ／ＲＬは交流
電源の周期より十分長いと仮定し、直流電圧ＥＬは出力
電圧Ｅ０より低い値になっていると仮定する。例えば直
流電動機を制御するために、電機子回路を負荷とした場
合にこのような条件となる。
第４図は第３図の動作説明図であり、相電圧Ｕ。
■、Ｗ、出力電圧Ｅ０およびＵ相電流Ｉｕの波形を示す
。ここで、ゲート制御するための位相角α（ＧＴＯＵｌ
で説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負から正に反転した時
点からの遅れ角で表わし、以下制御遅れ角と称す） Ｇ
ＴＯＵ＋〜ＧＴＯＷ、をチョッピングするパルス幅をＰ
とする。
。ここで、ゲート制御するための位相角α（ＧＴＯＵｌ
で説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負から正に反転した時
点からの遅れ角で表わし、以下制御遅れ角と称す） Ｇ
ＴＯＵ＋〜ＧＴＯＷ、をチョッピングするパルス幅をＰ
とする。
第４図（ｂ）は、制御遅れ角α＝００で負側サイリスタ
Ｕ２〜Ｗ２を点弧し、その時の制御遅れ角αによって決
まるＧＴ’ＯＩＪ＋−ＧＴＯＷ、の導通可能期間にパル
ス幅ＰでＧＴＯＵ、 ＝ＧＴＯＷ＋のをチョッピングし
た場合の波形である。
Ｕ２〜Ｗ２を点弧し、その時の制御遅れ角αによって決
まるＧＴ’ＯＩＪ＋−ＧＴＯＷ、の導通可能期間にパル
ス幅ＰでＧＴＯＵ、 ＝ＧＴＯＷ＋のをチョッピングし
た場合の波形である。
この場合、第３図のループ■で示したように、ＧＴＯＵ
、を点弧するとサイリスタＶ２を通して電流が流れ、電
源Ｅ、に負荷電流が流れる。次に、ＧＴＯＵＩ を遮断
し、ＧＴＯＶａを点弧すると負荷電流ＩＬはループ■を
流れて電源Ｅ、を通らない。
、を点弧するとサイリスタＶ２を通して電流が流れ、電
源Ｅ、に負荷電流が流れる。次に、ＧＴＯＵＩ を遮断
し、ＧＴＯＶａを点弧すると負荷電流ＩＬはループ■を
流れて電源Ｅ、を通らない。
この時の出力は零となる。したがって、出力電圧Ｅ。の
電圧波形は、第４回出）に示すように、パルス状の波形
となる。そこで、パルス幅Ｐを可変することによって、
出力電圧Ｅ ａ 、およびＵ相電流Ｉυを制御すること
ができる。この場合、出力電圧Ｅ０に対する相電流の位
相遅れは極めて小さく、力率を１に近づけることができ
る。
電圧波形は、第４回出）に示すように、パルス状の波形
となる。そこで、パルス幅Ｐを可変することによって、
出力電圧Ｅ ａ 、およびＵ相電流Ｉυを制御すること
ができる。この場合、出力電圧Ｅ０に対する相電流の位
相遅れは極めて小さく、力率を１に近づけることができ
る。
しかし、このパルス幅Ｐを狭くするには限界があり、定
格の１７１０程度以下まで出力電圧Ｅ。
格の１７１０程度以下まで出力電圧Ｅ。
を制御することは難しく、エレベータ−のどとく零速度
まで制御を必要とするものにおいては実用に供しない場
合がある。
まで制御を必要とするものにおいては実用に供しない場
合がある。
そこで、本発明で蝶、パルス幅Ｐを最短に保持した状態
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧Ｅ０を零まで連続的に制御する。
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧Ｅ０を零まで連続的に制御する。
第４図（Ｃ）は、パルス幅Ｐを最短に保持した状態で、
制御遅れ角α＝約９００、すなわち出力電圧を零付近と
した場合の波形である。すなわち、第３図のサイリスタ
Ｕ２〜Ｗ２を制御遅れ角９０゜で点弧すると共に、Ｇ
Ｔ ＯＵ 、〜ＧＴＯＷ、を制御遅れ角９０°によって
決まる導通可能期間中にパルス幅Ｐでチョッピングする
わけである。ＧＴＯＵＩについて言うと、第４図（ａ）
のＵ相電圧Ｕの制御遅れ角αの点からＶ相電圧Ｖの制御
遅れ角αまでの期間、ＧＴＯＩＪ＋をパルス幅Ｐでチョ
ッピングする。
制御遅れ角α＝約９００、すなわち出力電圧を零付近と
した場合の波形である。すなわち、第３図のサイリスタ
Ｕ２〜Ｗ２を制御遅れ角９０゜で点弧すると共に、Ｇ
Ｔ ＯＵ 、〜ＧＴＯＷ、を制御遅れ角９０°によって
決まる導通可能期間中にパルス幅Ｐでチョッピングする
わけである。ＧＴＯＵＩについて言うと、第４図（ａ）
のＵ相電圧Ｕの制御遅れ角αの点からＶ相電圧Ｖの制御
遅れ角αまでの期間、ＧＴＯＩＪ＋をパルス幅Ｐでチョ
ッピングする。
したがって、無効電力を十分小さくすることができ、低
、出力範囲における力率を向上することができる。
、出力範囲における力率を向上することができる。
ところで、前述したようにＧＴＯは逆電圧耐量が非常に
低いごとが知られている。
低いごとが知られている。
例えば、第５図に示すように相電圧Ｕ、Ｖ、Ｗ波形に対
し、ＧＴ ＯＵ ＋〜ＧＴＯＷ、 、サイリスタＵ２〜
Ｗ、の通流範囲は第５図０３）に示すようなものどなる
。
し、ＧＴ ＯＵ ＋〜ＧＴＯＷ、 、サイリスタＵ２〜
Ｗ、の通流範囲は第５図０３）に示すようなものどなる
。
したがって、ＧＴＯＵ、が不導通範囲でＧＴＯＶ。
とＷ２等が通流範囲で動作するとＧＴＯＵ、には第５図
（０に示す電圧Ｖが逆電圧として印加され、（）ＴＯＵ
、等が破損する恐れがある。
（０に示す電圧Ｖが逆電圧として印加され、（）ＴＯＵ
、等が破損する恐れがある。
そこで、ＧＴＯＵ、〜ＧＴ ＯＷ ＋ と逆並列にダイ
オードＤ、〜Ｄ１を挿入することでＧＴＯＵ 、〜ＧＴ
ＯＷ、に逆電圧が掛ることを防止できる。
オードＤ、〜Ｄ１を挿入することでＧＴＯＵ 、〜ＧＴ
ＯＷ、に逆電圧が掛ることを防止できる。
しかし、ダイオードＤ、〜Ｄ、を通して電流が流れるた
めコンバータとしての動作が出来なくなる。
めコンバータとしての動作が出来なくなる。
ダイオードＤ、〜Ｄ、を通して流れる電流を阻止するた
めにダイオードＤυ〜ＤｗをｏＴＯＵ、〜Ｇ Ｔ ＯＷ
＋ に直列に挿入する構成とした。
めにダイオードＤυ〜ＤｗをｏＴＯＵ、〜Ｇ Ｔ ＯＷ
＋ に直列に挿入する構成とした。
このように構成することで前述した高力率コンバータを
達成できる。
達成できる。
前述した本発明に係る回路方式を用いて直流エレベータ
−を制御する回路の一実施例を第６図に示す。
−を制御する回路の一実施例を第６図に示す。
図において、速度指令ＰＰと駆動電動機の電機子Ｍに連
結した速度発電機ＰＧの出力とを速度制御部Ｃ８で比較
し、その出力を電機子電流指令Ｓｃを得るための関数発
生器Ｆａに入力する。
結した速度発電機ＰＧの出力とを速度制御部Ｃ８で比較
し、その出力を電機子電流指令Ｓｃを得るための関数発
生器Ｆａに入力する。
この電機子電流指令ＳＣと電機子電流を検出する直流変
流器ＣＴの出力を比較器ＰＡで比較し、これらの偏差を
電圧指令として位相角制御用関数発生器Ｆαとパルス幅
制御用関数発生器Ｆｐに入力し、それぞれ位相角制御信
号とパルス幅制御信号を得て、ゲート制御回路ＧＣに入
力する。
流器ＣＴの出力を比較器ＰＡで比較し、これらの偏差を
電圧指令として位相角制御用関数発生器Ｆαとパルス幅
制御用関数発生器Ｆｐに入力し、それぞれ位相角制御信
号とパルス幅制御信号を得て、ゲート制御回路ＧＣに入
力する。
ゲート制御回路ＧＣはＧＴＯのゲートパルスＴＧＵ、、
ＴＧＶ、、ＴＧＷ、を発生しＧＴＯＵＩ〜ＧＴＯＷ１の
ゲートに入力し、また、サイリスタＵ２ 、Ｖ２ 、Ｗ
２のゲートパルスＴＧＵ ２ 、 Ｔ Ｇ Ｖ２ 。
ＴＧＶ、、ＴＧＷ、を発生しＧＴＯＵＩ〜ＧＴＯＷ１の
ゲートに入力し、また、サイリスタＵ２ 、Ｖ２ 、Ｗ
２のゲートパルスＴＧＵ ２ 、 Ｔ Ｇ Ｖ２ 。
ＴＧＷ２を発生しＵ２〜Ｗ２のゲートに入力する。
このように構成してサイリスクＵ２〜Ｗ２の制御遅れ角
αとＧＴ ＯＵ ＋〜ＧＴＯＷ＋の通流パルス幅を制御
して電機子電流を一方向に制御する。
αとＧＴ ＯＵ ＋〜ＧＴＯＷ＋の通流パルス幅を制御
して電機子電流を一方向に制御する。
一方、速度指令と速度発電機の出力との偏差を界磁電流
制御指令１ｆを得るための関数発生器Ｆｔに入力する。
制御指令１ｆを得るための関数発生器Ｆｔに入力する。
この界磁電流指令ｉ、に応じて界磁電流制御用移相器ｐ
ｆおよびプッシュプルサイリスタ増幅器Ｔｈで界磁巻線
Ｆに流れる電流を正負の両方向に制御する。電機子電流
と界磁電流はケージＣとカウンターウエートＣＷがバラ
ンスした様な時やエレベータ−が一定速度で走行した時
のように、比較的小さなトルクの場合には関数発生器Ｆ
ａとｐｆにより、電機子電流は小さな一定値になるよう
に制御し、界磁電流は大きさあるいは極性を変化して負
荷に合ったトルクを発生するように動作する。
ｆおよびプッシュプルサイリスタ増幅器Ｔｈで界磁巻線
Ｆに流れる電流を正負の両方向に制御する。電機子電流
と界磁電流はケージＣとカウンターウエートＣＷがバラ
ンスした様な時やエレベータ−が一定速度で走行した時
のように、比較的小さなトルクの場合には関数発生器Ｆ
ａとｐｆにより、電機子電流は小さな一定値になるよう
に制御し、界磁電流は大きさあるいは極性を変化して負
荷に合ったトルクを発生するように動作する。
オた、加減速時のように大きなトルクが必要な場合は、
界磁電流は一定にしておき、電機子電流を定格値よシも
増加するように制御する。
界磁電流は一定にしておき、電機子電流を定格値よシも
増加するように制御する。
この時の電機子電流指令ＳＣを発生する関数発生器Ｆａ
は大きな値を出力し、電機子電流制御部ＰＡも大きな電
圧指令Ｓｖを発生する。
は大きな値を出力し、電機子電流制御部ＰＡも大きな電
圧指令Ｓｖを発生する。
したがって、位相角制御用関数発生器Ｆαは最大あるい
は最小の出力を発生し、ゲート制御回路ＧＣは制御遅れ
角α＝００またはα＝ １８００のゲートパルス’ｒＧ
Ｕ、、、ＴＧＶ２．ＴＧＷ、を発生して、サイリスタＵ
２．Ｖ２．Ｗ２を制御する。
は最小の出力を発生し、ゲート制御回路ＧＣは制御遅れ
角α＝００またはα＝ １８００のゲートパルス’ｒＧ
Ｕ、、、ＴＧＶ２．ＴＧＷ、を発生して、サイリスタＵ
２．Ｖ２．Ｗ２を制御する。
一方、パルス幅制御用関数発生器Ｆｐはパルス幅Ｐが大
きくなるように制御する信号をゲート制御回路ＯＣＫ入
力し、ＧＴＯゲート信号ＴＧＵ、。
きくなるように制御する信号をゲート制御回路ＯＣＫ入
力し、ＧＴＯゲート信号ＴＧＵ、。
ＴＧＶ、、Ｔ（）Ｗ、 を発生しテＧＴＯＵ、 〜ＧＴ
ＯＷ。
ＯＷ。
に与える。
今、ケージＣに乗客が定格の１／２程度乗った場合につ
いて考えるとカウンターウェートＣＷとバランスするた
め駆動電動はほとんどトルクが必要としないため速度制
御Ｃ８の出力Ｔは小さな値となる。
いて考えるとカウンターウェートＣＷとバランスするた
め駆動電動はほとんどトルクが必要としないため速度制
御Ｃ８の出力Ｔは小さな値となる。
したがって、電機子電流は小さな一定値で、界磁電流も
小さな値となり、駆動電動機の逆起電圧は低い値となる
。
小さな値となり、駆動電動機の逆起電圧は低い値となる
。
また、電機子電流指令ＳＣは小さな値で、電流制御部、
ＰＡの出力である電圧指令Ｓｖが小さな値となる。
ＰＡの出力である電圧指令Ｓｖが小さな値となる。
このような時にはパルス幅制御用関数発生器Ｆｐはパル
ス幅が小さな値になるように動作し、このような時にも
位相角制御用関数発生器Ｆαは制御遅れ角αを小さくな
る・ように動作する。
ス幅が小さな値になるように動作し、このような時にも
位相角制御用関数発生器Ｆαは制御遅れ角αを小さくな
る・ように動作する。
本発明によれば、逆電圧耐量の低い素子を用いて高力率
の電力変換器が構成できるだけでなく、高力率のエレベ
ータ−制御装置が提供できる効果がある。
の電力変換器が構成できるだけでなく、高力率のエレベ
ータ−制御装置が提供できる効果がある。
第１図は従来の電力変換器、第２図は従来の電力変換器
の動作波形、第３図は本発明の電力変換器の構成図、第
４図および第５図は本発明の電力変換器の動作波形、第
６図は本発明の応用例を示す。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
Ｌ・・・負荷、ＧＴＯＩＪ＋〜ＧＴＯＷ、・・・ゲート
ターンオフサイリスタ、α・・・制御遅れ角１．Ｐ・・
・ノくルス幅、Ｄ、〜Ｄ、・・・ＧＴ ＯＵ ＋〜ＱＴ
ＯＷｓの逆並列ダイオード、Ｄυ〜Ｄｗ・・・ＧＴ
ＯＵ 、〜ＱＴＯＷｔの直列ダイオード、Ｕ２〜Ｗ２・
・・サイリスタ、ＧＣ・・・ゲー ・ト制御回路、Ｆ
α、Ｆｐ・・・関数発生器、Ｍ・・・駆動用電動機、Ｃ
・・・ケージ、ＣＷ・・・カウンターウエー７η図 茗５図 ρ＼、−７＼−一／′ 第１頁の続き ０発 明 者、島清哉 東京都千代田区丸の内−丁目５ 番１号株式会社日立製作所内 の発 明 者 坂井吉男 ■出願人 日立エンジニナリング株式会社日立市幸町
３丁目２“番１号
の動作波形、第３図は本発明の電力変換器の構成図、第
４図および第５図は本発明の電力変換器の動作波形、第
６図は本発明の応用例を示す。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
Ｌ・・・負荷、ＧＴＯＩＪ＋〜ＧＴＯＷ、・・・ゲート
ターンオフサイリスタ、α・・・制御遅れ角１．Ｐ・・
・ノくルス幅、Ｄ、〜Ｄ、・・・ＧＴ ＯＵ ＋〜ＱＴ
ＯＷｓの逆並列ダイオード、Ｄυ〜Ｄｗ・・・ＧＴ
ＯＵ 、〜ＱＴＯＷｔの直列ダイオード、Ｕ２〜Ｗ２・
・・サイリスタ、ＧＣ・・・ゲー ・ト制御回路、Ｆ
α、Ｆｐ・・・関数発生器、Ｍ・・・駆動用電動機、Ｃ
・・・ケージ、ＣＷ・・・カウンターウエー７η図 茗５図 ρ＼、−７＼−一／′ 第１頁の続き ０発 明 者、島清哉 東京都千代田区丸の内−丁目５ 番１号株式会社日立製作所内 の発 明 者 坂井吉男 ■出願人 日立エンジニナリング株式会社日立市幸町
３丁目２“番１号
Claims (1)
- １、直流電動機によって駆動される直流エレベータ−に
おいて、前記直流電動機の界磁電流を制御する第１の電
力変換器と、前記直流電動機の電機子に電力を供給する
第２の電力変換器を備え、該電力変換器は少なくとも１
ア一ム以上に電流遮断機能素子を備え、該電流遮断機能
素子と直列にダイオードを接続し、さらに前記電流遮断
機能素子と逆並列にダイオードを接続することを特徴と
する直流エレベータ−の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182452A JPS5886887A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182452A JPS5886887A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5886887A true JPS5886887A (ja) | 1983-05-24 |
Family
ID=16118510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56182452A Pending JPS5886887A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5886887A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4845413A (en) * | 1985-04-16 | 1989-07-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Device for controlling the field current of DC motors |
-
1981
- 1981-11-13 JP JP56182452A patent/JPS5886887A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4845413A (en) * | 1985-04-16 | 1989-07-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Device for controlling the field current of DC motors |
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