JPS5897716A - スイッチングドライブ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はスイッチングレギュレータや直流モータのｒｗ
Ｍ（パルス幅変調）コントロール装置に用いられるスイ
ッチングドライブ装置に係り、負荷をスイッチングドラ
イブするスイッチングトランジスタが形成されたＩＣチ
ップの温度が、あらかじめ定められた限界温度に達した
とき、前記スイッチングトランジスタのスイッチングモ
ードを比較的周波数の高い通常のスイッチングモードか
ら、前記ＩＣチップの温度的な時定数で定まるところの
低い周波数の、しかもアクティブレベル期間の短かい第
２のスイッチングモードに移行せしめて、を防止せんと
するものである。

ｌｅ来からパワートランジスタがチップ上に形成された
ＩＣの同一チップ上に熟達断回路を形成して、前記ＩＣ
のチップ温度が限界値に達したときには前記パワートラ
ンジスタをカットオフに移行せしめて前記ＩＣを熱的な
破壊から保護すると言う考え方は公知である。例えば、
日本国特許出願公告会報昭和６６年第１１６８８６号公
報、あるいは゛與ミＨ＠ｍｉ　Ｉｔｏｎ　：“Ｈａｎｄ
　ｂｏｏｋ　ｏｆ　１ｉｎｅａｒ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅ
ｄｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ｆｏｒ　ｒｅｓｅｍｒｃｈ
”ＭｃＧ　ＲＡＷ−ＨＩＬＬＢｏｏｋＣｏｍｐ＠ｎｙ　
（ＵＫ）　Ｌｉｍ１ｔｅｄ　Ｌｏｎｄｏｎ（１９７’７
）の１９４ページに示されている。

本発明は、この公知の熱遮断の考え方をスイッチングレ
ギュレータや直流モータのＰＷＭコントロール装置に応
用したときに、きわめて効率的にあるいは経済的に放熱
設計が行ない得るスイッチングドライブ装置を実現する
ものである。

以下本発明の構成を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例における直流モータのスイッ
チングドライブ装置の回路結線図を示したものである。

第１図において、プラス側給電端子（１）とマイナス側
給電端子（２）の間に接続される電源（図示せず）に対
して、直流モータ（３）およびチラークコイル（４）と
直列に給電制御トランジスタ（５）のコレクタ・エミッ
タ間が接続され、前記直流モータ（３）と並列にコンデ
ンサ（６）が接続され、前記トランジスタ（６）のコレ
クタとプラス側給電端子（１）の間にフライホイールダ
イオード（７）が逆方向に接続され、前記トランジスタ
（５）によって前記直流モータ（３）へのスイッチング
給電が行ない得る構成となっている。

また、前記直流モータ（３）に連結された周波数発電機
（８）の出力は周波数−電圧変換−（１００）を介して
コンパレータ（９）の反転入力端子（９ａ）に印加され
、前記コンパレータ（９）の出力はＰＷＭ変調器（２０
Ｇ）の入力端子（２００ａ）に印加され前記ＰＷＭ変調
器（２０Ｇ）の出力はトランジスタ００を介して前記ト
ランジスタ（５）のベースに印加されている。

一方、トランジスタａｓ　ｃｉａ　Ｕ　（１４Ｕ　ＱＩ
＄　、抵抗（ロ）（至）（６）（転）＠＠（２）によっ
て基準電流源回路（ＳＯＯ）が構成され、前記基準電流
源回路（ＳＯＯ）の出力はそれぞれ電流分配トランジス
タ（財）＠−と整合抵抗＠（２）（２）を介して抵抗に
）四の両端と、工’ｃｙ夕がマイナス側給電線路（２ａ
）に接続されたトランジスタ（２）のベースおよびコレ
クタとに供給されている。

前記抵抗に）の両端には直流モータ（３）の回転速度の
制御のための基準電圧が発生され、この基準電圧は前記
コンパレータ（旬の非反転入力端子（９ｂ）１ζ印加さ
れている。

また、前記トランジスタ（２）のコレクタと前記抵抗−
の接続点にはコンパレーターの反転入力端子（８Ｊ１ａ
）が接続され、前記トランジスターのコレクタと前記ト
ランジスタ（至）のベースおよびコレクタの接続点には
前記コンパレータ（至）の非反転入力端子（８８ｂ）が
接続され、前記コンパレータ勢の出力はダイオード−を
介してトランジスタ０・のベースに印加されている。

さらに、前記コンパレータ（至）の出力はコンデンサ（
至）にも印加され、前記コンデンサーと前記ダイオード
（至）、前記コンパレータ（２）、前記トランジスター
、前記抵抗（２）、さらにはプルアップ用の抵抗ｍ（前
記コンパレータ曽はオーブンコレクタ出力形であるもの
とする）によって感熱スイッチ回路（４０Ｇ）が構成さ
れている。

さて、第１図の回路において、周波数発電機（８）、周
波数−直流電圧変換器（１０Ｇ）、コンパレータ（９）
、ＰＷＭ変調器（２００）による直流モータの速度制御
ループは従来からよ（知られているので（例えば、ＵＳ
Ｐ第４１４９１１６号）、その詳細な説明は省略し、動
作の概要だけを述べる。

第１図において、周波数発電機（８）は直流モータ（３
）の回転速度に比例した周波数の出力信号を発生し、こ
の出力信号は周波数−直流電圧変換器（１０Ｇ）によっ
てその周波数に応じた直流電圧に変換される。前記周波
数−直流電圧変換器（１００）の出力電圧はコンパレー
タ（９）によって、抵抗−の両端に発生している基準電
圧と比較され、比較出力がＰＷＭ変調器（２００）に印
加される。前記ＰＷＭ変調器（２００）は入力端子の大
きさに応じたデユーティを有する矩形波信号を発生し、
トランジスタ（至）を介してトランジスタ（５）のベー
スにドライブ信号として印加される。

これらのブロックは閉ループを構成しているため、最終
的には前記周波数−直流電圧変換ＩＩ（ｔｏｏ）の出力
電圧と前記抵抗−の両端の電圧が等しくなる様なデユー
ティで前記トランジスタ（５）がスイッチング動作をし
、直流モータ（３）は一定速度で回転する様に制御され
る。

一方、基準電圧源回路（ＳＯＯ）は以下に示す様な動作
によって零温度係数の基準電圧を発生する。

すなわち、トランジスタａｍ（ロ）のベース・エミッタ
間順方向電圧をそれぞれＶＢＩＣＩ　、Ｖｎｉｕとし、
抵抗υｏ４（至）の抵抗値をそれぞれＲ１７−＊　Ｒ１
ｍ　ｇ　ＲＩＩとしたとき、前記抵抗０りの両端に現わ
れる電圧Ｖｘは次式で与えられる。

また、前記トランジスタ（ロ）のエミッタ面積がＡｅで
、前記トランジスタ（財）のエミッタ面積はそのＮ倍の
広さであるとし、前記トランジスタａ１（２）のエミッ
タ電流（コレクタ電流に等しＣものとする）を“（れぞ
れＩｔ、Ｉｓとすると、 ＶＢｚ＊＝　　　ｊｎ　（−１御） −Ｔ ｑｌＯ−Ａｅ（２） （２）　、　（３）式においてｋはボルツマン定ＩＬ’
ｑは電子の電荷で、それぞれ ｋ　＝　１．８８Ｘ　１０−”　　　ｊｏｕｌｅｌｏＫ
ｑ　＝　１．６０２Ｘ　１０＝’　　ｃｏｕｌｏｍｂま
た、Ｔは接合部の絶対温度（０Ｋ）で、Ｉｏは単位面積
あたりの逆方向飽和電流であり、 ４０００ ｉ、＝７−　Ｔコ　・ｅｘｐ（７）　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　（４）（４）式においてＴは電子
とホールの拡散距離、拡散定数などに支配される定数で
ある。

（１）〜（４）式より　　　４ （５）式の電流Ｉｔは第１図のトランジスタ（至）とト
ランジスタ鱒によるカレントミラー回路から供給される
ので、その値は電流Ｉ２の値に比例し、前記トランジス
タ（ロ）のエミッタ電流密度を前記トランジスタ（２）
のエミッタ電流密度とほぼ等しくしておく（具体的には
前記トランジスタ（ロ）（２）のエミッタ面積の割合を
１１：１．に近くなる様にしてお（）ことによってＩ　
７１．の温度係数も零であるとみなせる。

したがって、トランジスタ（ロ）のエミッタ電流密度Ｉ
Ｉ　／Ａｅとトランジスタ（２）のエミッタ電流密度Ｉ
２７Ｎ−Ａｅを適当に設定する仁とによってＶＸの温度
・係数は零となる。

ここで、説明を簡単にするために、抵抗曽ｌ５（２）の
抵抗値がすべて同じで、抵抗＠−の抵抗値をそれぞれＲ
ユＩＪＲ３１とすると、前記抵抗−の両端に発生する基
準電圧Ｅｓは次式により与えられる。

ｈｌ Ｅｓ＝□・Ｖｘ　　　　　　　　　　　　　　（６）Ｒ
，書 また、トランジスタ働のエミッタ面積をＡｅとしたとき
、そのコレクタ・エミッタ間電圧ＥＤは次の（５）式で
与えられる電圧Ｖｘの温度係数が零になる様に設定する
と、基準電圧ＥＳもまた零温度係数となる。

とこうで、トランジスタ（２）のエミッタ電流Ｉ、は次
式によって与えられる。

■、＝１ Ｒ１・　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８
）ＩＣチップ上に形成される拡散抵抗の抵抗値は＋２０
００　ｐｐｍ程度の温度係数を有するので、電圧Ｖｘが
零温度係数のとき電流Ｉ、は一１！ＯＯＯｐｐｍの温度
係数を有するが、（７）式において、対数項の分子の温
度変化よりも分母の温度変化の方がはるかに大きいので
、（７）式で与えられるＥＤはやはり一２ｍＶ／’Ｃ程
度の温度係数を有する。したがって計算を簡略化するた
めに電流Ｉ２を温度に関係なく一定であるとみなしても
大きな誤差は生じない。

−例として、Ａｅが２０ミクロン平方で、γの値が５０
０位のトランジスタを例にとると、Ｉ２の値を１００　
ｆｉＡに設定したとき、２Ｇ”Ｃにおいてはトランジス
タ（２）のコレクタ・エミッタ間電圧ＥＤは７００ｍＶ
であるが、１５０”Ｃにおいては４８５　ｍＶ　となる
。

したがって、Ｅｓの値を４８５ｍＶに設定しておくと、
：Ｆ　ン／ｆ　レ−９（２）の出力は反転し、前記コン
パレータ■がダイオード−を介して、ＰＷＭ変調器（２
０６）の出力電流を吸い込む様になり、その結果トラン
ジスタ（６）は遮断状態となる。

ＩＣチップの温度が異常に上昇するのは、直流モータ（
３）の電機子コイルが短絡した場合とか、長時間にわた
って前記直流モータ（３）の回転軸が外力により拘束さ
れて電機子コイルが焼損した場合、あるいは後で説明す
る第４図の様に出方電流制限回路が別に設けられて、そ
の電流制限回路が長時間動作し続けた場合などであり、
いずれもトランジスタ（５）の電力損失が異常に増大す
ることに起因している。したがって、ＩＣチップの温度
上昇を検知して前記トランジスタ（Ｉを遮断状態に移行
せしめることによって温度上昇の原因は取り除かれる。

第２図は感熱ス☆フチ回路の動作の模様を説明するため
の動作波形図で、第２図−）（ｂ）　（ｃ）　（ｄ）は
それぞれトランジスタ（５）における電力損失、トラン
ジスタ■の接合部温度、トランジスタ（ＩＴ＞のベース
電位、トランジスタ（６）のベース電位の変化したもの
である、 時刻ｔ１以前においては、通常のスイッチング制御（ス
イッチング周波数は一般に５０〜１００　ＫＨｚ位であ
る）が行なわれていたものとすると、その時点でのトラ
ンジスタ（５）における電力損失はわずかであり、トラ
ンジスタ（２）の接合部温度すなわちチップ温度も周囲
温度Ｔａと大きな差はない。

時刻ｔ１において、直流モータ（３）の回転軸が外力に
よって拘束されたとすると、前記直流モータ（３）の回
転は停止するから、周波数発電機（８）、周波数−直流
電圧変換器（１００）、コンパレータ（９）、ＰＷＭ変
調器（２００）による速度制御系は前記直流モータ（３
）を全加速する方向に働き、トランジスタＨ（Ｓ）のベ
ース電位は上昇する。

このとき、トランジスタ（５）における電力損失はコレ
クタ・エミッタ間の飽和電圧と直流モータ（３）に流れ
る電流の積どなり、例えば電源電圧が８■で、飽和電圧
がＯ，ＳＶ、前記直流モータ（３）とチロ−クコイル（
４）の直列抵抗がｔ８Ωであるとすると、前記トランジ
スタ（６）のコレクタ電流は０５Ａとなり、コレクタ損
失は０．８Ｗとなる。

また、トランジスタ（イ）にも連続して電流が流れるか
ら、時刻１．におけるドライブ段の電力損失はｏ、ｓｗ
以上になり、熱源であるトランジスタ（６）およびトラ
ンジスタ曽、抵抗＠０近くに配置されたトランジスター
の接合部温度は比較的急激に上昇する。

時刻【２において、前記トランジスターの接合部温度が
設定温度Ｔｓに達すると、コンパレーターの出力状態が
反転し、コンデンサーの電荷はダイオード−を介して急
速に放電される。したがってトランジスタＱＯ（５）に
はベース電流が流れなくなり、前記トランジスタ員（５
）は遮断状態となちて電力損失も零となる。

前記電力損失が零になると、前記トランジスターの接合
部から外気に対する熱時定数に依存した下降曲線をたど
って前記接合部温度が降下するので、前記コンパレータ
（２）の出力は再び元に戻り、前記コンデンサーには抵
抗に）を介して充電が開始される。

前記コンデンサ（至）への充電によってトランジスタＯ
ｎのベース電位が徐々に上昇し、時刻ｔｓにおいてトラ
ンジスタ曽り５）は再びオン状態となり、トランジスタ
ーの接合部温度は時刻【ｌのときの上昇曲線と同じ上昇
率で上昇し、時刻ｔ４において前記接合部温度が１３に
達すると、コンパレータ（至）の出力状態は再び反転し
てトランジスタ（ト）（６）を遮断状態に移行せしめる
。

以後同様の動作を繰り返し、第２図の時刻ｔ３からｔｓ
に示す様に、トランジスタ（５）の飽和時の電力損失が
変化しない限りは、主としてトランジスタ（２）の接合
部から外気までの′−熱時定数に依存する繰り返し周期
でもって前記トランジスタ（５）がオンオフ動作を繰り
返すが、前記トランジスタ（５）がオン状態になってい
る期間、つまり前記トランジスタ（５）のドライブ信号
のアクティブレベル期間（第２図（ｄ）の波形において
ベース電位が高電位になっている期間）は前記トランジ
スタ（５）の飽和時の電力損失に基づ（温度上昇率に依
存する。

そして、第２図の時刻ｔ１あるいはｔ＠以降に示す様に
前記トランジスタ（６）の飽和時の電力損失が小さい場
合にはトランジスターの接合部温度の温度上昇はゆるや
かになるので、前記ドライブ信号のアクティブレベル期
間は長くなる。

この様に、ＩＣのチップ温度があらかじめ定められた温
度Ｔ３を越えたときに感熱スイッチ回路（４０６）が動
作し、以後はＩＣチップの外気に対する熱時定数と温度
上昇率に基づく繰り返しｎ期ならびにアクティブレベル
期間を有する信号を前記感熱スイッチ回路（４００）が
発生し、その結果、ＩＣチップの温度はＴｓ以上には上
昇しなくなるので、ＩＣチップを熱破壊から保護するこ
とが出来る。

また、トランジスタ（６）の負荷となる直流モータ（３
）には前記感熱スイッチ回路（４００）の動作後も断続
的に通電されるので、ＩＣのチップ温度の異常上昇の原
因が取や除かれば自動的に元の状態に復帰するし、−１
図の回路を例にとれば、感熱スイッチ回路（４００）が
動作後も断続的に直流モータ（３）に通電することによ
って、例えば前記直流モータ（３）の整流子のアンダー
カット部への異物の付着によって負荷の短絡が生じた場
合などにおいては前記異物を除去量る（断続的な通電に
よる火花で消滅させたり、回転子の振動等によってムる
い落とす）ことも可能となる。

また、第３図に示す様に、感熱スイッチ回路（４０Ｇ）
の出力を警告のための表示回路（５００）に印加し、前
記表示回路（５００）によって例えば発光ダイオード輪
に電流を供給する様に構成しておけば、通常のスイッチ
ング制御が行なわれているときには、点滅周期がきわめ
て短かいので前記発光ダイオード輪は連続点灯している
様に見えるが、感熱スイッチ回路（４００）が動作しだ
すと、前記発光ダイオード■はゆっくりとした周期で点
滅するので、−見して異常が生じたことを検知すること
が出来る。

すなわち、第４図において、トランジスタ（６）ととも
にカレントミラー回路を構成するトランジスタ（至）の
コレクタ電流は前記トランジスタ（５）のコレクタ電流
に依存するが、前記トランジスタ（至）Ｏコレクタ電流
がトランジスターによって供給される限界値を越えたと
き、トランジスタ■がオン状態となり、コンパレータ（
９）、トランジスタ＠−を介して前記トランジスタ（６
）を遮断状態に移行せしめるので、最終的には前記トラ
ンジスタ（５）のコレクタ電流はあらかじめ設定された
値に制限される訳であるが、前記トランジスタ（５）が
スイッチング動作を行なっているときには前記トランジ
スタ（５）のコレクタ損失はわずかであるのに対して、
電流制限動作に移行したときには前記トランジスタ（５
）におけるコレクタ損失はきわめて大きな値となる。

しかしながら、第４図の回路においても、トランジスタ
（５）の近くに配置されたトランジスタに）と抵一般に
、電力消費効率を向上する目的で、比較的高い周波数で
もって負荷にスイッチング給電を行なうスイッチングレ
ギュレータや直流モータのスイッチング制御装置におい
ては、通常の動作時には負荷への給電制御のためのスイ
ッチングトランジスタが消費する電力はわずかであるの
で、異常事態を考えなければ、前記スイッチングトラン
ジスタを含むスイッチングドライブＩＣの放熱設計はき
わめて簡単に行なうことが出来、殆んどの場合、特別な
放熱器を必要とせず、経済的であり、実装効率を高める
ことが出来る。

ところが、異常事態が発生すると、過大な電力損失が発
生し、簡単かつ経済的な放熱設計しか行なわれていない
場合には短時間のうちにスイッチング−ＩＣが熱破壊を
起こしてしまうが、この様なスイッチングドライブＩＣ
に本発明を適用することによって、経済的な放熱設計の
もとでもＩＣの熱破壊を防止することが出来る。

なお、第１図、第８図、第４図に示した実施例は直流モ
ータのスイッチング制御装置に本発明を適用したもので
あるが、一般のスイッチングレギュレータにも本発明を
適用することが出来るし、負荷にスイッチング給電を行
なうスイッチングトランジスタとしての給電制御トラン
ジスタ（５）は必ずしもバイポーラトランジスタでなく
ともＦＥＴの様なユニポーラトランジスタであっても良
い。

以上の様に本発明のスイッチングドライブ装置は、制御
系からの指令値に基づいて１サイクルあたりのアクティ
ブレベル期間が変化する第１のパルス信号（第１図の実
施例においてはＰＷＭ変調器の出力信号）が入力電極（
実施例ではバイポーラトランジスタのベースであり、Ｆ
ＥＴを用いる場合にはゲートが入力電極となる）に印加
されたスイッチングトランジスタと同−ＩＣチップ上に
形成され、前記ＩＣチップの温度があらかじめ定められ
た“限界温度を越えたときに動作状態となる感熱スイッ
チ回路を備え、前記感熱スイッチ回路の出力を前記スイ
ッチングトランジスタの入力電極に印加して、前記ＩＣ
チップの温度が前記限界温度よりも低いときには前記第
１のパルス信号によって前記スイッチングトランジスタ
にオンオフ動作を行なわせしめ、前記ＩＣチップの温度
が前記限界温度を越えたときには前記ＩＣチップの外気
に対する熱時定数と温度上昇率に基づ（繰り返し周期な
らびにアクティブレベル期間を有する第２のパルス信号
によって前記スイッチングトランジスタにオンオフ動作
を行なわせしめたことを特徴とするものであり、前記感
熱スイッチ回路によって第２のパルス信号を発生させ前
記ＩＣチップの温度が限界値を越えない範囲で負荷に断
続的に電圧を供給する様に構成されており、スイッチン
グドライブ装置の熱破壊を確実に防止出来るだけでなく
、異常事態が消滅すれば速かに元の状態に復帰させるこ
とが出来、さらに場合によっては異常事態の発生要因を
除去させることも可能であり、さらには、前記感熱スイ
ッチ回路の出力側に表示手段を付加することによって異
常事態の発生が簡単に検知出来るなど、大なる効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路結線図、第２図は
第１図の要部の動作波形図、第８図、第４図はそれぞれ
７本発明の別の実施例を示す回路結線図である。 （３）・・・直流モータ、（４）・・・チラークコイル
、（５）・・・給電制御トランジスタ（スイッチングト
ランジスタ）、（７）・・・フライホイールダイオード
、（８）・・・周波数発電機、（２００）・・・ＰＷＭ
変調器、（４００）・・・感熱スイッチ回路、（５００
）・・・表示回路 代理人　森本義弘

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、指令値に基づいて１サイクルあたりのアクティブレ
   ベル期間が変化する第１のパルス信号が入力電極に印加
   されたスイッチングトランジスタと、前記スイッチング
   トランジスタと同−ＩＣチップ上に形成され、前記ＩＣ
   チップの温度があらかじめ定められた限界温度を越えた
   ときに動作状態となる感熱スイッチ回路を備え、前記感
   熱スイッチ回路の出力を前記スイッチングトランジスタ
   の入力電極に印加して、前記ＩＣチップの温度が前記限
   界温度よりも低いときには前記第１のパルス信号によっ
   て前記スイッチングトランジスタにオンオフ動作を行な
   わせしめ、前記ＩＣチップの温度が前記限界温度を越え
   たときには前記ＩＣチップの外気に対する熱時定数と温
   度上昇率に基づ（繰り返し周期ならびにアクティブレベ
   ル期間を有する第２のパルス信号によって前記スイッチ
   ングトランジスタにオンオフ動作を行なわせしめたこと
   を特徴とするスイッチングドライブ装置。 １　指令値に基づいて１サイクルあたりのアクティブレ
   ベル期間が変化する第１０パルス信号が入力電極に印加
   されたスイッチングトランジスタと、前記スイッチング
   トランジスタと同−ＩＣチップ上に形成され、前記ＩＣ
   チ、ブの温度があらかじめ定められた限界温度を越えた
   ときに動作状態となる感熱スイッチ回路と、警告のため
   の表示手段を備え、前記感熱スイッチ回路の出力を前記
   スイッチングトランジスタの入力電極に印加して、前記
   ＩＣチップの温度が前記限界温度よりも低いときには前
   記第１のパルス信号によって前記スイッチングトランジ
   スタにオンオフ動作を行なわせしめ、前記ＩＣチップの
   温度が前記限界温度を越えたときには前記ＩＣチフブＯ
   外気に対する熱時を数と温度上昇率に基づく繰り返し周
   期ならびにアクティブレベル期間を有する第２のパルス
   信号によって前記スイッチングトランジスタにオンオフ
   動作を行なわせしめ、さらに前記感熱スイッチ回路の出
   力を前記表示手段に印加して前記感熱スイッチ回路が動
   作したことを前記表示手段によって識別出来る様に構成
   したことを特徴とするスイッチングドライブ装置。