JPS6337592B2 - - Google Patents
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- JPS6337592B2 JPS6337592B2 JP56196058A JP19605881A JPS6337592B2 JP S6337592 B2 JPS6337592 B2 JP S6337592B2 JP 56196058 A JP56196058 A JP 56196058A JP 19605881 A JP19605881 A JP 19605881A JP S6337592 B2 JPS6337592 B2 JP S6337592B2
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- JP
- Japan
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- temperature
- switching transistor
- transistor
- chip
- power supply
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチングレギユレータや直流モー
タのPWM（パルス幅変調）コントロール装置に
用いられるスイツチングドライブ装置に係り、負
荷をスイツチングドライブするスイツチングトラ
ンジスタが形成されたICチツプの温度が、あら
かじめ定められた限界温度に達したとき、前記ス
イツチングトランジスタのスイツチングモードを
比較的周波数の高い通常のスイツチングモードか
ら、前記ICチツプの温度的な時定数で定まると
ころの低い周波数の、しかもアクテイブレベル期
間の短かい第２のスイツチングモードに移行せし
めて、前記ICの熱的破壊や負荷への過大な電力
の印加を防止せんとするものである。
タのPWM（パルス幅変調）コントロール装置に
用いられるスイツチングドライブ装置に係り、負
荷をスイツチングドライブするスイツチングトラ
ンジスタが形成されたICチツプの温度が、あら
かじめ定められた限界温度に達したとき、前記ス
イツチングトランジスタのスイツチングモードを
比較的周波数の高い通常のスイツチングモードか
ら、前記ICチツプの温度的な時定数で定まると
ころの低い周波数の、しかもアクテイブレベル期
間の短かい第２のスイツチングモードに移行せし
めて、前記ICの熱的破壊や負荷への過大な電力
の印加を防止せんとするものである。
従来からパワートランジスタがチツプ上に形成
されたICの同一チツプ上に熱遮断回路を形成し
て、前記ICのチツプ温度が限界値に達したとき
には前記パワートランジスタをカツトオフに移行
せしめて前記ICを熱的な破壊から保護すると言
う考え方は公知である。例えば、日本国特許出願
公告公報昭和56年第30886号公報、あるいはＴ，
Ｄ，Ｓ，Hamilton：“Hand book of linear
integrated electronics for research”McG
RAW―HILL Book Company（UK）Limited
London（1977）の194ページに示されている。
されたICの同一チツプ上に熱遮断回路を形成し
て、前記ICのチツプ温度が限界値に達したとき
には前記パワートランジスタをカツトオフに移行
せしめて前記ICを熱的な破壊から保護すると言
う考え方は公知である。例えば、日本国特許出願
公告公報昭和56年第30886号公報、あるいはＴ，
Ｄ，Ｓ，Hamilton：“Hand book of linear
integrated electronics for research”McG
RAW―HILL Book Company（UK）Limited
London（1977）の194ページに示されている。
本発明は、この公知の熱遮断の考え方をスイツ
チングレギユレータや直流モータのPWMコント
ロール装置に応用したときに、きわめて効率的に
あるいは経済的に放熱設計が行ない得るスイツチ
ングドライブ装置を実現するものである。
チングレギユレータや直流モータのPWMコント
ロール装置に応用したときに、きわめて効率的に
あるいは経済的に放熱設計が行ない得るスイツチ
ングドライブ装置を実現するものである。
以下本発明の構成を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例における直流モータの
スイツチングドライブ装置の回路結線図を示した
ものである。第１図において、プラス側給電端子
１とマイナス側給電端子２の間に接続される電源
（図示せず）に対して、直流モータ３およびチヨ
ークコイル４と直列に給電制御トランジスタ５の
コレクタ・エミツタ間が接続され、前記直流モー
タ３と並列にコンデンサ６が接続され、前記トラ
ンジスタ５のコレクタとプラス側給電端子１の間
にフライホイールダイオード７が逆方向に接続さ
れ、前記トランジスタ５によつて前記直流モータ
３へのスイツチング給電が行ない得る構成となつ
ている。
第１図は本発明の一実施例における直流モータの
スイツチングドライブ装置の回路結線図を示した
ものである。第１図において、プラス側給電端子
１とマイナス側給電端子２の間に接続される電源
（図示せず）に対して、直流モータ３およびチヨ
ークコイル４と直列に給電制御トランジスタ５の
コレクタ・エミツタ間が接続され、前記直流モー
タ３と並列にコンデンサ６が接続され、前記トラ
ンジスタ５のコレクタとプラス側給電端子１の間
にフライホイールダイオード７が逆方向に接続さ
れ、前記トランジスタ５によつて前記直流モータ
３へのスイツチング給電が行ない得る構成となつ
ている。
また、前記直流モータ３に連結された周波数発
電機８の出力は周波数―電圧変換器１００を介し
てコンパレータ９の反転入力端子９ａに印加さ
れ、前記コンパレータ９の出力はPWM変調器２
００の入力端子２００ａに印加され前記PWM変
調器２００の出力はトランジスタ１０を介して前
記トランジスタ５のベースに印加されている。
電機８の出力は周波数―電圧変換器１００を介し
てコンパレータ９の反転入力端子９ａに印加さ
れ、前記コンパレータ９の出力はPWM変調器２
００の入力端子２００ａに印加され前記PWM変
調器２００の出力はトランジスタ１０を介して前
記トランジスタ５のベースに印加されている。
一方、トランジスタ１１，１２，１３，１４，
１５，１６、抵抗１７，１８，１９，２０，２
１，２２，２３によつて基準電流源回路３００が
構成され、前記基準電流源回路３００の出力はそ
れぞれ電流分配トランジスタ２４，２５，２６と
整合抵抗２７，２８，２９を介して抵抗３０，３
１の両端と、エミツタがマイナス側給電線路２ａ
に接続されたトランジスタ３２のベースおよびコ
レクタとに供給されている。
１５，１６、抵抗１７，１８，１９，２０，２
１，２２，２３によつて基準電流源回路３００が
構成され、前記基準電流源回路３００の出力はそ
れぞれ電流分配トランジスタ２４，２５，２６と
整合抵抗２７，２８，２９を介して抵抗３０，３
１の両端と、エミツタがマイナス側給電線路２ａ
に接続されたトランジスタ３２のベースおよびコ
レクタとに供給されている。
前記抵抗３０の両端には直流モータ３の回転速
度の制御のための基準電圧が発生され、この基準
電圧は前記コンパレータ９の非反転入力端子９ｂ
に印加されている。
度の制御のための基準電圧が発生され、この基準
電圧は前記コンパレータ９の非反転入力端子９ｂ
に印加されている。
また、前記トランジスタ２５のコレクタと前記
抵抗３１の接続点にはコンパレータ３３の反転入
力端子３３ａが接続され、前記トランジスタ２６
のコレクタと前記トランジスタ３２のベースおよ
びコレクタの接続点には前記コンパレータ３３の
非反転入力端子３３ｂが接続され、前記コンパレ
ータ３３の出力はダイオード３４を介してトラン
ジスタ１０のベースに印加されるとともに、コン
デンサ３５にも印加されている。
抵抗３１の接続点にはコンパレータ３３の反転入
力端子３３ａが接続され、前記トランジスタ２６
のコレクタと前記トランジスタ３２のベースおよ
びコレクタの接続点には前記コンパレータ３３の
非反転入力端子３３ｂが接続され、前記コンパレ
ータ３３の出力はダイオード３４を介してトラン
ジスタ１０のベースに印加されるとともに、コン
デンサ３５にも印加されている。
ここで、前記コンパレータ３３、前記トランジ
スタ３２、前記抵抗３１（前記コンパレータ３３
はオープンコレクタ出力形のものであるものとす
る。）によつて感熱スイツチ回路４００が構成さ
れ、前記コンデンサ３５と前記ダイオード３４お
よび抵抗３８によつて保持回路４５０が構成され
ている。
スタ３２、前記抵抗３１（前記コンパレータ３３
はオープンコレクタ出力形のものであるものとす
る。）によつて感熱スイツチ回路４００が構成さ
れ、前記コンデンサ３５と前記ダイオード３４お
よび抵抗３８によつて保持回路４５０が構成され
ている。
さて、第１図の回路において、周波数発電機
８、周波数―直流電圧変換器１００、コンパレー
タ９、PWM変調器２００による直流モータの速
度制御ループは従来からよく知られているので
（例えば、USP第4149116号）、その詳細な説明は
省略し、動作の概要だけを述べる。
８、周波数―直流電圧変換器１００、コンパレー
タ９、PWM変調器２００による直流モータの速
度制御ループは従来からよく知られているので
（例えば、USP第4149116号）、その詳細な説明は
省略し、動作の概要だけを述べる。
第１図において、周波数発電機８は直流モータ
３の回転速度に比例した周波数の出力信号を発生
し、この出力信号は周波数―直流電圧変換器１０
０によつてその周波数に応じた直流電圧に変換さ
れる。前記周波数―直流電圧変換器１００の出力
電圧はコンパレータ９によつて、抵抗３０の両端
に発生している基準電圧と比較され、比較出力が
PWM変調器２００に印加される。前記PWM変
調器２００は入力電圧の大きさに応じたデユーテ
イを有する矩形波信号を発生し、トランジスタ１
０を介してトランジスタ５のベースにドライブ信
号として印加される。
３の回転速度に比例した周波数の出力信号を発生
し、この出力信号は周波数―直流電圧変換器１０
０によつてその周波数に応じた直流電圧に変換さ
れる。前記周波数―直流電圧変換器１００の出力
電圧はコンパレータ９によつて、抵抗３０の両端
に発生している基準電圧と比較され、比較出力が
PWM変調器２００に印加される。前記PWM変
調器２００は入力電圧の大きさに応じたデユーテ
イを有する矩形波信号を発生し、トランジスタ１
０を介してトランジスタ５のベースにドライブ信
号として印加される。
これらのブロツクは閉ループを構成しているた
め、最終的には前記周波数―直流電圧変換器１０
０の出力電圧と前記抵抗３０の両端の電圧が等し
くなる様なデユーテイで前記トランジスタ５がス
イツチング動作をし、直流モータ３は一定速度で
回転する様に制御される。
め、最終的には前記周波数―直流電圧変換器１０
０の出力電圧と前記抵抗３０の両端の電圧が等し
くなる様なデユーテイで前記トランジスタ５がス
イツチング動作をし、直流モータ３は一定速度で
回転する様に制御される。
一方、基準電圧源回路３００は以下に示す様な
動作によつて零温度係数の基準電圧を発生する。
すなわち、トランジスタ１１，１２のベース・エ
ミツタ間順方向電圧をそれぞれVBE1，VBE2とし、
抵抗１７，１８，１９の抵抗値をそれぞれR17，
R18，R19としたとき、前記抵抗１９の両端に現
われる電圧VXは次式で与えられる。
動作によつて零温度係数の基準電圧を発生する。
すなわち、トランジスタ１１，１２のベース・エ
ミツタ間順方向電圧をそれぞれVBE1，VBE2とし、
抵抗１７，１８，１９の抵抗値をそれぞれR17，
R18，R19としたとき、前記抵抗１９の両端に現
われる電圧VXは次式で与えられる。
VX＝R17＋R18／R18・VBE1−VBE2 (1)
また、前記トランジスタ１１のエミツタ面積が
Aeで、前記トランジスタ１２のエミツタ面積は
そのＮ倍の広さであるとし、前記トランジスタ１
１，１２のエミツタ電流（コレクタ電流に等しい
ものとする）をそれぞれI1，I2とすると、 VBE1＝ｋ・Ｔ／ｑln（I1／Io・Ae） (2) VBE2＝ｋ・Ｔ／ｑln（I2／Io・Ｎ・Ae） (3) (2)，(3)式においてｋはボルツマン定数、ｑは電
子の電荷で、それぞれ ｋ＝1.38×10-23 joule／〓 ｑ＝1.602×10-19 coulomb また、Ｔは接合部の絶対温度（〓）で、I0は単
位面積あたりの逆方向飽和電流であり、 I0＝γ・T3・exp（−14000／Ｔ） (4) (4)式においてγは電子とホールの拡散距離，拡
散定数などに支配される定数である。
Aeで、前記トランジスタ１２のエミツタ面積は
そのＮ倍の広さであるとし、前記トランジスタ１
１，１２のエミツタ電流（コレクタ電流に等しい
ものとする）をそれぞれI1，I2とすると、 VBE1＝ｋ・Ｔ／ｑln（I1／Io・Ae） (2) VBE2＝ｋ・Ｔ／ｑln（I2／Io・Ｎ・Ae） (3) (2)，(3)式においてｋはボルツマン定数、ｑは電
子の電荷で、それぞれ ｋ＝1.38×10-23 joule／〓 ｑ＝1.602×10-19 coulomb また、Ｔは接合部の絶対温度（〓）で、I0は単
位面積あたりの逆方向飽和電流であり、 I0＝γ・T3・exp（−14000／Ｔ） (4) (4)式においてγは電子とホールの拡散距離，拡
散定数などに支配される定数である。
(1)〜(4)式より
VX＝ｋ・Ｔ／ｑ〔R17＋R18／R18
ln｛I1／Ae・γ・T3・exp（−14000／Ｔ）｝
−ln｛I2／Ｎ・Ae・γ・T3・exp（−14000／Ｔ）｝
〕 (5) (5)式の電流I1は第１図のトランジスタ１３とト
ランジスタ１４によるカレントミラー回路から供
給されるので、その値は電流I2の値に比例し、前
記トランジスタ１４のエミツタ電流密度を前記ト
ランジスタ１３のエミツタ電流密度とほぼ等しく
しておく（具体的には前記トランジスタ１４，１
３のエミツタ面積の割合をI1：I2に近くなる様に
しておく）ことによつてI1／I2の温度係数も零で
あるとみなせる。
〕 (5) (5)式の電流I1は第１図のトランジスタ１３とト
ランジスタ１４によるカレントミラー回路から供
給されるので、その値は電流I2の値に比例し、前
記トランジスタ１４のエミツタ電流密度を前記ト
ランジスタ１３のエミツタ電流密度とほぼ等しく
しておく（具体的には前記トランジスタ１４，１
３のエミツタ面積の割合をI1：I2に近くなる様に
しておく）ことによつてI1／I2の温度係数も零で
あるとみなせる。
したがつて、トランジスタ１１のエミツタ電流
密度I1／Aeとトランジスタ１２のエミツタ電流
密度I2／Ｎ・Aeを適当に設定することによつて
VXの温度・係数は零となる。
密度I1／Aeとトランジスタ１２のエミツタ電流
密度I2／Ｎ・Aeを適当に設定することによつて
VXの温度・係数は零となる。
ここで、説明を簡単にするために、抵抗２０，
２８，２９の抵抗値がすべて同じで、抵抗１９，
３１の抵抗値をそれぞれR19，R31とすると、前
記抵抗３１の両端に発生する基準電圧ESは次式に
より与えられる。
２８，２９の抵抗値がすべて同じで、抵抗１９，
３１の抵抗値をそれぞれR19，R31とすると、前
記抵抗３１の両端に発生する基準電圧ESは次式に
より与えられる。
ES＝R31／R19・VX (6)
また、トランジスタ３２のエミツタ面積をAe
としたとき、そのコレクタ・エミツタ間電圧ED
は次の様になる。
としたとき、そのコレクタ・エミツタ間電圧ED
は次の様になる。
ED＝ｋ・Ｔ／ｑln
｛I2／Ae・γ・T3・exp（−14000／Ｔ）｝ (7)
(5)式で与えられる電圧VXの温度係数が零にな
る様に設定すると、基準電圧ESもまた零温度係数
となる。
る様に設定すると、基準電圧ESもまた零温度係数
となる。
ところで、トランジスタ１２のエミツタ電流I2
は次式によつて与えられる。
は次式によつて与えられる。
I2＝VX／R19 (8)
ICチツプ上に形成される拡散抵抗の抵抗値は
＋2000ppm程度の温度係数を有するので、電圧
VXが零温度係数のとき電流I2は−2000ppmの温
度係数を有するが、(7)式において、対数項の分子
の温度変化よりも分母の温度変化の方がはるかに
大きいので、(7)式で与えられるEDはやはり−
2mV／℃程度の温度係数を有する。したがつて
計算を簡略化するために電流I2を温度に関係なく
一定であるとみなしても大きな誤差は生じない。
＋2000ppm程度の温度係数を有するので、電圧
VXが零温度係数のとき電流I2は−2000ppmの温
度係数を有するが、(7)式において、対数項の分子
の温度変化よりも分母の温度変化の方がはるかに
大きいので、(7)式で与えられるEDはやはり−
2mV／℃程度の温度係数を有する。したがつて
計算を簡略化するために電流I2を温度に関係なく
一定であるとみなしても大きな誤差は生じない。
一例として、Aeが20ミクロン平方で、γの値
が500位のトランジスタを例にとると、I2の値を
100μAに設定したとき、20℃においてはトランジ
スタ３２のコレクタ・エミツタ間電圧EDは
700mVであるが、150℃においては435mVとな
る。したがつて、ESの値を435mVに設定してお
くと、接合部温度Ｔが150℃（423〓）に達したと
きにコンパレータ３３の出力は反転し、前記コン
パレータ３３がダイオード３４を介して、PWM
変調器２００の出力電流を吸い込む様になり、そ
の結果トランジスタ５は遮断状態となる。
が500位のトランジスタを例にとると、I2の値を
100μAに設定したとき、20℃においてはトランジ
スタ３２のコレクタ・エミツタ間電圧EDは
700mVであるが、150℃においては435mVとな
る。したがつて、ESの値を435mVに設定してお
くと、接合部温度Ｔが150℃（423〓）に達したと
きにコンパレータ３３の出力は反転し、前記コン
パレータ３３がダイオード３４を介して、PWM
変調器２００の出力電流を吸い込む様になり、そ
の結果トランジスタ５は遮断状態となる。
ICチツプの温度が異常に上昇するのは、直流
モータ３の電機子コイルが短絡した場合とか、長
時間にわたつて前記直流モータ３の回転軸が外力
により拘束されて電機子コイルが焼損した場合、
あるいは後で説明する第４図の様に出力電流制限
回路が別に設けられて、その電流制限回路が長時
間動作し続けた場合などであり、いずれもトラン
ジスタ５の電力損失が異常に増大することに起因
している。したがつて、ICチツプの温度上昇を
検知して前記トランジスタ５を遮断状態に移行せ
しめることによつて温度上昇の原因は取り除かれ
る。
モータ３の電機子コイルが短絡した場合とか、長
時間にわたつて前記直流モータ３の回転軸が外力
により拘束されて電機子コイルが焼損した場合、
あるいは後で説明する第４図の様に出力電流制限
回路が別に設けられて、その電流制限回路が長時
間動作し続けた場合などであり、いずれもトラン
ジスタ５の電力損失が異常に増大することに起因
している。したがつて、ICチツプの温度上昇を
検知して前記トランジスタ５を遮断状態に移行せ
しめることによつて温度上昇の原因は取り除かれ
る。
第２図は感熱スイツチ回路の動作の模様を説明
するための動作波形図で、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ
はそれぞれトランジスタ５における電力損失、ト
ランジスタ３２の接合部温度、トランジスタ１０
のベース電位、トランジスタ５のベース電位の変
化を示したものである。
するための動作波形図で、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ
はそれぞれトランジスタ５における電力損失、ト
ランジスタ３２の接合部温度、トランジスタ１０
のベース電位、トランジスタ５のベース電位の変
化を示したものである。
時刻t1以前においては、通常のスイツチング制
御（スイツチング周波数は一般に50〜100KHz位
である）が行なわれていたものとすると、その時
点でのトランジスタ５における電力損失はわずか
であり、トランジスタ３２の接合部温度すなわち
チツプ温度も周囲温度Taと大きな差はない。
御（スイツチング周波数は一般に50〜100KHz位
である）が行なわれていたものとすると、その時
点でのトランジスタ５における電力損失はわずか
であり、トランジスタ３２の接合部温度すなわち
チツプ温度も周囲温度Taと大きな差はない。
時刻t1において、直流モータ３の回転軸が外力
によつて拘束されたとすると、前記直流モータ３
の回転は停止するから、周波数発電機８、周波数
―直流電圧変換器１００、コンパレータ９、
PWM変調器２００による速度制御系は前記直流
モータ３を全加速する方向に働き、トランジスタ
１０，５のベース電位は上昇する。
によつて拘束されたとすると、前記直流モータ３
の回転は停止するから、周波数発電機８、周波数
―直流電圧変換器１００、コンパレータ９、
PWM変調器２００による速度制御系は前記直流
モータ３を全加速する方向に働き、トランジスタ
１０，５のベース電位は上昇する。
このとき、トランジスタ５における電力損失は
コレクタ・エミツタ間の飽和電圧と直流モータ３
に流れる電流の積となり、例えば電源電圧が3V
で、飽和電圧が0.6V、前記直流モータ３とチヨ
ークコイル４の直列抵抗が4.8Ωであるとすると、
前記トランジスタ５のコレクタ電流は0.5Aとな
り、コレクタ損失は0.3Wとなる。
コレクタ・エミツタ間の飽和電圧と直流モータ３
に流れる電流の積となり、例えば電源電圧が3V
で、飽和電圧が0.6V、前記直流モータ３とチヨ
ークコイル４の直列抵抗が4.8Ωであるとすると、
前記トランジスタ５のコレクタ電流は0.5Aとな
り、コレクタ損失は0.3Wとなる。
また、トランジスタ１０にも連続して電流が流
れるから、時刻t1におけるドライブ段の電力損失
は0.3W以上になり、熱源であるトランジスタ５
およびトランジスタ１０、抵抗３６の近くに配置
されたトランジスタ３２の接合部温度は比較的急
激に上昇する。
れるから、時刻t1におけるドライブ段の電力損失
は0.3W以上になり、熱源であるトランジスタ５
およびトランジスタ１０、抵抗３６の近くに配置
されたトランジスタ３２の接合部温度は比較的急
激に上昇する。
時刻t2において、前記トランジスタ３２の接合
部温度が設定温度Tsに達すると、コンパレータ
３３の出力状態が反転し、コンデンサ３５の電荷
はダイオード３４を介して急速に放電される。し
たがつてトランジスタ１０，５にはベース電流が
流れなくなり、前記トランジスタ１０，５は遮断
状態となつて電力損失も零となる。
部温度が設定温度Tsに達すると、コンパレータ
３３の出力状態が反転し、コンデンサ３５の電荷
はダイオード３４を介して急速に放電される。し
たがつてトランジスタ１０，５にはベース電流が
流れなくなり、前記トランジスタ１０，５は遮断
状態となつて電力損失も零となる。
前記電力損失が零になると、前記トランジスタ
３２の接合部から外気に対する熱時定数に依存し
た下降曲線をたどつて前記接合部温度が降下する
ので、前記コンパレータ３３の出力は再び元に戻
り、前記コンデンサ３５には抵抗３７および抵抗
３８を介して充電が開始される。
３２の接合部から外気に対する熱時定数に依存し
た下降曲線をたどつて前記接合部温度が降下する
ので、前記コンパレータ３３の出力は再び元に戻
り、前記コンデンサ３５には抵抗３７および抵抗
３８を介して充電が開始される。
前記コンデンサ３５への充電によつてトランジ
スタ１０のベース電位が徐々に上昇し、時刻t3に
おいてトランジスタ１０，５は再びオン状態とな
り、トランジスタ３２の接合部温度は時刻t1のと
きの上昇曲線と同じ上昇率で上昇し、時刻t4にお
いて前記接合部温度がTsに達すると、コンパレ
ータ３３の出力状態は再び反転してトランジスタ
１０，５を遮断状態に移行せしめる。
スタ１０のベース電位が徐々に上昇し、時刻t3に
おいてトランジスタ１０，５は再びオン状態とな
り、トランジスタ３２の接合部温度は時刻t1のと
きの上昇曲線と同じ上昇率で上昇し、時刻t4にお
いて前記接合部温度がTsに達すると、コンパレ
ータ３３の出力状態は再び反転してトランジスタ
１０，５を遮断状態に移行せしめる。
以後同様の動作を繰り返し、第２図の時刻t3か
らt5に示す様に、トランジスタ５の飽和時の電力
損失が変化しない限りは、主としてトランジスタ
３２の接合部から外気までの熱時定数と、コンデ
ンサ３５への充電時間、すなわち保持回路４５０
による給電阻止時間に依存する繰り返し周期でも
つて前記トランジスタ５がオンオフ動作を繰り返
すが、前記トランジスタ５がオン状態になつてい
る期間、つまり前記トランジスタ５のドライブ信
号のアクテイブレベル期間（第２図ｄの波形にお
いてベース電位が高電位になつている期間）は前
記トランジスタ５の飽和時の電力損失に基づく温
度上昇率に依存する。
らt5に示す様に、トランジスタ５の飽和時の電力
損失が変化しない限りは、主としてトランジスタ
３２の接合部から外気までの熱時定数と、コンデ
ンサ３５への充電時間、すなわち保持回路４５０
による給電阻止時間に依存する繰り返し周期でも
つて前記トランジスタ５がオンオフ動作を繰り返
すが、前記トランジスタ５がオン状態になつてい
る期間、つまり前記トランジスタ５のドライブ信
号のアクテイブレベル期間（第２図ｄの波形にお
いてベース電位が高電位になつている期間）は前
記トランジスタ５の飽和時の電力損失に基づく温
度上昇率に依存する。
そして、第２図の時刻t5あるいはt6以降に示す
様に前記トランジスタ５の飽和時の電力損失が小
さい場合にはトランジスタ３２の接合部温度の温
度上昇はゆるやかになるので、前記ドライブ信号
のアクテイブレベル期間は長くなる。
様に前記トランジスタ５の飽和時の電力損失が小
さい場合にはトランジスタ３２の接合部温度の温
度上昇はゆるやかになるので、前記ドライブ信号
のアクテイブレベル期間は長くなる。
この様に、ICのチツプ温度があらかじめ定め
られた温度Tsを越えたときに感熱スイツチ回路
４００が動作し、以後はICチツプの外気に対す
る熱時定数と前記保持回路による給電阻止期間お
よび温度上昇率に基づくデユーテイを有する信号
を前記感熱スイツチ回路４００ならびに前記保持
回路４５０が発生し、その結果、ICチツプの温
度はTs以上には上昇しなくなるので、ICチツプ
を熱破壊から保護することが出来る。ところで、
前記保持回路４５０の存在によつて、ICチツプ
の外気に対する熱時定数がたとえ小さくても、遮
断状態からの復帰後に負荷に十分な幅の給電パル
スが与えられる。すなわち、前記感熱スイツチ回
路４００が動作後にすぐさまICチツプの温度が
急激に下降したとしてもコンデンサ３５の電位が
十分な値に上昇するまではトランジスタ５を介し
ての直流モータ３への給電は停止されるので、前
記保持回路４５０による給電阻止期間（第１図の
実施例においてはコンデンサ３５と抵抗３７およ
び抵抗３８の時定数によつて決定される。）を適
当に選んでおくことにより、ICチツプの温度が
十分安全な領域にまで下降した後に直流モータ３
への再給電を行なわせることが出来る。
られた温度Tsを越えたときに感熱スイツチ回路
４００が動作し、以後はICチツプの外気に対す
る熱時定数と前記保持回路による給電阻止期間お
よび温度上昇率に基づくデユーテイを有する信号
を前記感熱スイツチ回路４００ならびに前記保持
回路４５０が発生し、その結果、ICチツプの温
度はTs以上には上昇しなくなるので、ICチツプ
を熱破壊から保護することが出来る。ところで、
前記保持回路４５０の存在によつて、ICチツプ
の外気に対する熱時定数がたとえ小さくても、遮
断状態からの復帰後に負荷に十分な幅の給電パル
スが与えられる。すなわち、前記感熱スイツチ回
路４００が動作後にすぐさまICチツプの温度が
急激に下降したとしてもコンデンサ３５の電位が
十分な値に上昇するまではトランジスタ５を介し
ての直流モータ３への給電は停止されるので、前
記保持回路４５０による給電阻止期間（第１図の
実施例においてはコンデンサ３５と抵抗３７およ
び抵抗３８の時定数によつて決定される。）を適
当に選んでおくことにより、ICチツプの温度が
十分安全な領域にまで下降した後に直流モータ３
への再給電を行なわせることが出来る。
また、トランジスタ５の負荷となる直流モータ
３には前記感熱スイツチ回路４００の動作後も断
続的に通電されるので、ICのチツプ温度の異常
上昇の原因が取り除かれば自動的に元の状態に復
帰するし、第１図の回路を例にとれば、感熱スイ
ツチ回路４００が動作後も断続的に直流モータ３
に通電することによつて、例えば前記直流モータ
３の整流子のアンダーカツト部への異物の付着に
よつて負荷の短絡が生じた場合などにおいては前
記異物を除去する（断続的な通電による火花で消
滅させたり、回転子の振動等によつてふるい落と
す）ことも可能となる。
３には前記感熱スイツチ回路４００の動作後も断
続的に通電されるので、ICのチツプ温度の異常
上昇の原因が取り除かれば自動的に元の状態に復
帰するし、第１図の回路を例にとれば、感熱スイ
ツチ回路４００が動作後も断続的に直流モータ３
に通電することによつて、例えば前記直流モータ
３の整流子のアンダーカツト部への異物の付着に
よつて負荷の短絡が生じた場合などにおいては前
記異物を除去する（断続的な通電による火花で消
滅させたり、回転子の振動等によつてふるい落と
す）ことも可能となる。
また、第３図に示す様に、保持回路４５０を構
成するダイオード３４のアノード電圧を警告のた
めの表示回路５００に印加し、前記表示回路５０
０によつて例えば発光ダイオード５０に電流を供
給する様に構成しておけば、通常のスイツチング
制御が行なわれているときには、点滅周期がきわ
めて短かいので前記発光ダイオード５０は連続点
灯している様に見えるが、感熱スイツチ回路４０
０が動作しだすと、前記発光ダイオード５０はゆ
つくりとした周期で点滅するので、一見して異常
が生じたことを検知することが出来る。
成するダイオード３４のアノード電圧を警告のた
めの表示回路５００に印加し、前記表示回路５０
０によつて例えば発光ダイオード５０に電流を供
給する様に構成しておけば、通常のスイツチング
制御が行なわれているときには、点滅周期がきわ
めて短かいので前記発光ダイオード５０は連続点
灯している様に見えるが、感熱スイツチ回路４０
０が動作しだすと、前記発光ダイオード５０はゆ
つくりとした周期で点滅するので、一見して異常
が生じたことを検知することが出来る。
さらに、本発明を第４図に示す様な出力電流の
制限機能を有するスイツチングドライブICに適
用するとその効果はきわめて大きいものとなる。
すなわち、第４図において、トランジスタ５とと
もにカレントミラー回路を構成するトランジスタ
３９のコレクタ電流は前記トランジスタ５のコレ
クタ電流に依存するが、前記トランジスタ３９の
コレクタ電流がトランジスタ４０によつて供給さ
れる限界値を越えたとき、トランジスタ４１がオ
ン状態となり、コンパレータ９、トランジスタ４
２，４３を介して前記トランジスタ５を遮断状態
に移行せしめるので、最終的には前記トランジス
タ５のコレクタ電流はあらかじめ設定された値に
制限される訳であるが、前記トランジスタ５がス
イツチング動作を行なつているときには前記トラ
ンジスタ５のコレクタ損失はわずかであるのに対
して、電流制限動作に移行したときには前記トラ
ンジスタ５におけるコレクタ損失はきわめて大き
な値となる。しかしながら、第４図の回路におい
ても、トランジスタ５の近くに配置されたトラン
ジスタ４２と抵抗３１、トランジスタ４１によつ
て構成された感熱スイツチ回路４００と、コンデ
ンサ３５および抵抗３８によつて構成された保持
回路４５０がICチツプの異常な温度上昇を阻止
する。
制限機能を有するスイツチングドライブICに適
用するとその効果はきわめて大きいものとなる。
すなわち、第４図において、トランジスタ５とと
もにカレントミラー回路を構成するトランジスタ
３９のコレクタ電流は前記トランジスタ５のコレ
クタ電流に依存するが、前記トランジスタ３９の
コレクタ電流がトランジスタ４０によつて供給さ
れる限界値を越えたとき、トランジスタ４１がオ
ン状態となり、コンパレータ９、トランジスタ４
２，４３を介して前記トランジスタ５を遮断状態
に移行せしめるので、最終的には前記トランジス
タ５のコレクタ電流はあらかじめ設定された値に
制限される訳であるが、前記トランジスタ５がス
イツチング動作を行なつているときには前記トラ
ンジスタ５のコレクタ損失はわずかであるのに対
して、電流制限動作に移行したときには前記トラ
ンジスタ５におけるコレクタ損失はきわめて大き
な値となる。しかしながら、第４図の回路におい
ても、トランジスタ５の近くに配置されたトラン
ジスタ４２と抵抗３１、トランジスタ４１によつ
て構成された感熱スイツチ回路４００と、コンデ
ンサ３５および抵抗３８によつて構成された保持
回路４５０がICチツプの異常な温度上昇を阻止
する。
一般に、電力消費効率を向上する目的で、比較
的高い周波数でもつて負荷にスイツチング給電を
行なうスイツチングレギユレータや直流モータの
スイツチング制御装置においては、通常の動作時
には負荷への給電制御のためのスイツチングトラ
ンジスタが消費する電力はわずかであるので、異
常事態を考えなければ、前記スイツチングトラン
ジスタを含むスイツチングドライブICの放熱設
計はきわめて簡単に行なうことが出来、殆んどの
場合、特別な放熱器を必要とせず、経済的であ
り、実装効率を高めることが出来る。
的高い周波数でもつて負荷にスイツチング給電を
行なうスイツチングレギユレータや直流モータの
スイツチング制御装置においては、通常の動作時
には負荷への給電制御のためのスイツチングトラ
ンジスタが消費する電力はわずかであるので、異
常事態を考えなければ、前記スイツチングトラン
ジスタを含むスイツチングドライブICの放熱設
計はきわめて簡単に行なうことが出来、殆んどの
場合、特別な放熱器を必要とせず、経済的であ
り、実装効率を高めることが出来る。
ところが、異常事態が発生すると、過大な電力
損失が発生し、簡単かつ経済的な放熱設計しか行
なわれていない場合には短時間のうちにスイツチ
ングICが熱破壊を起こしてしまうが、この様な
スイツチングドライブICに本発明を適用するこ
とによつて、経済的な放熱設計のもとでもICの
熱破壊を防止することが出来る。
損失が発生し、簡単かつ経済的な放熱設計しか行
なわれていない場合には短時間のうちにスイツチ
ングICが熱破壊を起こしてしまうが、この様な
スイツチングドライブICに本発明を適用するこ
とによつて、経済的な放熱設計のもとでもICの
熱破壊を防止することが出来る。
なお、第１図，第３図，第４図に示した実施例
は直流モータのスイツチング制御装置に本発明を
適用したものであるが、一般のスイツチングレギ
ユレータにも本発明を適用することが出来るし、
負荷にスイツチング給電を行なうスイツチングト
ランジスタとしての給電制御トランジスタ５は必
ずしもバイポーラトランジスタでなくともFET
の様なユニポーラトランジスタであつても良い。
は直流モータのスイツチング制御装置に本発明を
適用したものであるが、一般のスイツチングレギ
ユレータにも本発明を適用することが出来るし、
負荷にスイツチング給電を行なうスイツチングト
ランジスタとしての給電制御トランジスタ５は必
ずしもバイポーラトランジスタでなくともFET
の様なユニポーラトランジスタであつても良い。
以上の様に本発明のスイツチングドライブ装置
は、制御系からの指令値に基づいてデユーテイが
変化する第１のパルス信号（第１図の実施例にお
いてはPWM変調器２００の出力信号）が入力電
極に印加されたスイツチングトランジスタ（実施
例においてはトランジスタ５）と、前記スイツチ
ングトランジスタと同一のICチツプ上に形成さ
れ、前記ICチツプの温度があらかじめ定められ
た限界温度Tsを越えたときに動作して前記スイ
ツチングトランジスタの入力電極への給電を遮断
せしめる感熱スイツチ回路４００と、前記ICチ
ツプの温度が低下して前記感熱スイツチ回路によ
る給電の遮断が解除されてからもあらかじめ定め
られた期間だけ前記スイツチングトランジスタの
入力電極への給電を阻止する保持回路４５０とを
備え、前記ICチツプの温度が前記限界温度より
も低いときには前記第１のパルス信号によつて前
記スイツチングトランジスタにオンオフ動作を行
なわせしめ、前記ICチツプの温度が前記限界温
度を越えたときには前記ICチツプの外気に対す
る熱時定数と前記保持回路による給電阻止期間お
よび温度上昇率に基づくデユーテイを有する第２
のパルス信号によつて前記スイツチングトランジ
スタにオンオフ動作を行なわせしめたことを特徴
とするもので、このような保持回路の存在によつ
て、遮断期間を自由に設定することが出来、IC
チツプの外気に対する熱時定数がたとえ小さくて
も、遮断状態からの復帰後に負荷に十分な幅の給
電パルスを与えることができ、ICの熱破壊を確
実に防止できるだけでなく、異常原因が撤去され
れば速やかに元の状態に復帰させることが出来、
さらに場合によつては異常事態の発生要因を除去
させることも可能であり、さらには、前記感熱ス
イツチ回路の出力側に表示手段を付加することに
よつて異常事態の発生が簡単に検知出来るなど、
大なる効果を奏する。
は、制御系からの指令値に基づいてデユーテイが
変化する第１のパルス信号（第１図の実施例にお
いてはPWM変調器２００の出力信号）が入力電
極に印加されたスイツチングトランジスタ（実施
例においてはトランジスタ５）と、前記スイツチ
ングトランジスタと同一のICチツプ上に形成さ
れ、前記ICチツプの温度があらかじめ定められ
た限界温度Tsを越えたときに動作して前記スイ
ツチングトランジスタの入力電極への給電を遮断
せしめる感熱スイツチ回路４００と、前記ICチ
ツプの温度が低下して前記感熱スイツチ回路によ
る給電の遮断が解除されてからもあらかじめ定め
られた期間だけ前記スイツチングトランジスタの
入力電極への給電を阻止する保持回路４５０とを
備え、前記ICチツプの温度が前記限界温度より
も低いときには前記第１のパルス信号によつて前
記スイツチングトランジスタにオンオフ動作を行
なわせしめ、前記ICチツプの温度が前記限界温
度を越えたときには前記ICチツプの外気に対す
る熱時定数と前記保持回路による給電阻止期間お
よび温度上昇率に基づくデユーテイを有する第２
のパルス信号によつて前記スイツチングトランジ
スタにオンオフ動作を行なわせしめたことを特徴
とするもので、このような保持回路の存在によつ
て、遮断期間を自由に設定することが出来、IC
チツプの外気に対する熱時定数がたとえ小さくて
も、遮断状態からの復帰後に負荷に十分な幅の給
電パルスを与えることができ、ICの熱破壊を確
実に防止できるだけでなく、異常原因が撤去され
れば速やかに元の状態に復帰させることが出来、
さらに場合によつては異常事態の発生要因を除去
させることも可能であり、さらには、前記感熱ス
イツチ回路の出力側に表示手段を付加することに
よつて異常事態の発生が簡単に検知出来るなど、
大なる効果を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路結線図、
第２図は第１図の要部の動作波形図、第３図、第
４図はそれぞれ本発明の別の実施例を示す回路結
線図である。 ３……直流モータ、４……チヨークコイル、５
……給電制御トランジスタ（スイツチングトラン
ジスタ）、７……フライホイールダイオード、８
……周波数発電機、２００……PWM変調器、４
００……感熱スイツチ回路、４５０……保持回
路、５００……表示回路。
第２図は第１図の要部の動作波形図、第３図、第
４図はそれぞれ本発明の別の実施例を示す回路結
線図である。 ３……直流モータ、４……チヨークコイル、５
……給電制御トランジスタ（スイツチングトラン
ジスタ）、７……フライホイールダイオード、８
……周波数発電機、２００……PWM変調器、４
００……感熱スイツチ回路、４５０……保持回
路、５００……表示回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 制御系からの指令値に基づいてデユーテイが
変化する第１のパルス信号が入力電極に印加され
たスイツチングトランジスタと、前記スイツチン
グトランジスタと同一のICチツプ上に形成され、
前記ICチツプの温度があらかじめ定められた限
界温度を越えたときに動作してスイツチングトラ
ンジスタの入力電極への給電を遮断せしめる感熱
スイツチ回路と、前記ICチツプの温度が低下し
て前記感熱スイツチ回路による給電の遮断が解除
されてからもあらかじめ定められた期間だけ前記
スイツチングトランジスタの入力電極への給電を
阻止する保持回路とを備え、前記ICチツプの温
度が前記限界温度よりも低いときには前記第１の
パルス信号によつて前記スイツチングトランジス
タにオンオフ動作を行なわせしめ、前記ICチツ
プの温度が前記限界温度を越えたときには前記
ICチツプの外気に対する熱時定数と前記保持回
路による給電阻止期間および温度上昇率に基づく
デユーテイを有する第２のパルス信号によつて前
記スイツチングトランジスタにオンオフ動作を行
なわせしめたことを特徴とするスイツチングドラ
イブ装置。 ２ 制御系からの指令値に基づいてデユーテイが
変化する第１のパルス信号が入力電極に印加され
たスイツチングトランジスタと、前記スイツチン
グトランジスタと同一のICチツプ上に形成され、
前記ICチツプの温度があらかじめ定められた限
界温度を越えたときに動作して前記スイツチング
トランジスタの入力電極への給電を遮断せしめる
感熱スイツチ回路と、前記ICチツプの温度が低
下して前記感熱スイツチ回路による給電の遮断が
解除されてからもあらかじめ定められた期間だけ
前記スイツチングトランジスタの入力電極への給
電を阻止する保持回路と、警告のための表示手段
を備え、前記ICチツプの温度が前記限界温度よ
りも低いときには前記第１のパルス信号によつて
前記スイツチングトランジスタにオンオフ動作を
行なわせしめ、前記ICチツプの温度が前記限界
温度を越えたときには前記ICチツプの外気に対
する熱時定数と前記保持回路による給電阻止期間
および温度上昇率に基づくデユーテイを有する第
２のパルス信号によつて前記スイツチングトラン
ジスタにオンオフ動作を行なわせしめ、前記保持
回路の出力を前記表示手段に印加して前記保持回
路の動作を前記表示手段によつて識別出来るよう
に構成したことを特徴とするスイツチングドライ
ブ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56196058A JPS5897716A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | スイッチングドライブ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56196058A JPS5897716A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | スイッチングドライブ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5897716A JPS5897716A (ja) | 1983-06-10 |
| JPS6337592B2 true JPS6337592B2 (ja) | 1988-07-26 |
Family
ID=16351491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56196058A Granted JPS5897716A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | スイッチングドライブ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5897716A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6285671A (ja) * | 1985-10-11 | 1987-04-20 | Fuji Xerox Co Ltd | スイツチング式電源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5218542Y2 (ja) * | 1972-05-25 | 1977-04-26 |
-
1981
- 1981-12-04 JP JP56196058A patent/JPS5897716A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5897716A (ja) | 1983-06-10 |
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