JPS5910106B2 - のこぎり波電圧発生回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、第１のしきい値電圧に達するまで第１の電流
によりコンデンサを充電し、第２のしきい値に達するま
で第２の電流により前記のコンデンサを放電させること
により前記のコンデンサの端子間にのこぎり波状の電圧
を発生させ、前記のコンデンサに供給される電流の方向
を、好適には ご強度をも、しきい値電圧に達する瞬時
に切換え、第１および第２のしきい値電圧間の差と、充
電および放電電流とによつて発生されるのこぎり波状の
電圧の自走周波数を決定するようにしたのこぎり波電圧
発生回路に関するものである。

英国特許第１２４５５５２号明細書において既知の土述
したのこぎり波電圧発生回路の場合、この回路はコンデ
ンサ以外は周波数決定素子を有しておらず、従つてその
半導体本体への集積化が可）能となり、異なる周波数に
対し用いうる標準回路が得られ、この回路は数個の入力
および出力端子のみを必要となるだけであるという利点
が得られる。

例えばテレビジヨン受像機において、垂直偏向の為のの
こぎり波電圧をフイールド周波数で発生させる場合と、
水平偏向の為ののこぎり波電圧をライン周波数で発生さ
せる場合と、切換えモードの電源に用いるスイツチを制
御する為ののこぎり波電圧を発生させる場合とで同一の
回路を用いることができ、発生させるのこぎり波電圧の
周波数はそれぞれ例えば５０Ｈｚ，１５，６２５Ｈｚ（
ヨーロツパ規格の場合）および１８Ｌである。これらの
３つののこぎり波発振器は１個の同一の半導体本体内に
集積化するのが有利である。発生させられるのこぎり波
電圧の周波数は既知の回路では簡単に設定されている。

すなわち、充電および放電電流が一定の場合、第１およ
び第２のしきい値電圧間の差がある値に設定される。従
つて、のこぎり波電圧の振幅値がある値となり、このあ
る値により周波数が決定されること明らかである。また
、周波数はこの振幅を制御しうること明らかである。こ
のような制御は、発振器から生じるのこぎり波電圧と到
来する同期パルスとの間の位相差を位相弁別器により制
御電圧に変換し、この制御電圧により上記の位相差が小
さくなるように、のこぎり波電圧の振幅に影響を与える
ようにした間接同期回路に対するループに用いることが
できる。この制御は例えば、しきい値レベルの一方を制
御電圧による影響の下で偏移でき、他方のしきい値レベ
ルは一定に維持される為に行なうことができる。のこぎ
り波電圧の振幅が一定である場合には充電或いは放電電
流を同様にして制御しうる。上述したような周波数制御
には常にある慣性（応答遅れ）を伴ない、この周波数制
御により、完全に除去できないわずかな位相差を常に生
ぜしめる。

更に、比較的低い周波数に対しては制御を行なうのが困
難である。例えば５０Ｈｚのフイールド周波数に対して
は、制御電圧は２０ミリ秒の間一定に維持する必要があ
る。本発明の目的は、周波数を直接同期により制御でき
、従つて臨界的な条件を満足する必要がない前述した種
類ののこぎり波発生回路を提供せんとするにある。

本発明は、第１のしきい値電圧に達するまで第１の電流
によりコンデンサを充電し、第２のしきい値に達するま
で第２の電流により前記のコンデンサを放電させること
により前記のコンデンサの端子間にのこぎり波状の電圧
を発生させ、前記の こコンデンサに供給される電流の
方向を、好適には強度をも、しきい値電圧に達する瞬時
に切換え、第１および第２のしきい値電圧間の差と、充
電および放電電流とによつて発生されるのこぎり波状の
電圧の自走周波数を決定するようにしたのこぎ １り波
電圧発生回路において、同期信号の存在および周波数の
双方またはいずれか一方を決定する周期信号検波器によ
る影響の下で前記の自走周波数を切換えうるようにし、
コンデンサ充電作動の２つの切換え瞬時の少くとも一方
を、ほぼ一定の公称繰返し周波数を有する供給される同
期信号により決定し、これによりのこぎり波電圧を同期
信号により同期せしめるようにしたことを特徴とする。

本発明の実施例では、同期信号の存在を同期信号検波器
により決定し、同期信号が存在しない場合に、のこぎり
波状電圧の自走周波数がほぼ公称繰返し周波数に等しく
なる第１切換状態が得られ、同期信号が存在する場合に
、のこぎり波状電圧の自走周波数が公称周波数よりも低
くなる第２切換状態が得られるようにするのが好適であ
る。前記の公称周波数とは、実際には公差の為にわずか
に偏移しうるも同期信号のパルスが例えは規格に応じて
有する必要のある周波数を意味するものとする。上述し
た実施例によれば、発振器を同期信号がなくて簡単に設
定しうるという利点が得られる。その理由は、発振器の
周波数は同期信号を有する同期段における周波数と同じ
である為である。更に、同期信号が何等かの理由で瞬時
的に消滅する場合には、発振器はこの同期信号の公称周
波数を保持し続け、従つて偏向時に画像が認識できない
ように急速に流れるのが防止される。しかし、同期信号
がない場合に、発振器の固有周波数が例えは公差或いは
素子の劣化或いは温度影響により変化し、固有周波数が
公称値よりも高くなる場合には、発振器は他の手段を講
じることなくしては同期化されえない。その理由は、の
こぎり波の周期は２つの順次の同期パルス間の時間隔よ
りも短かい為である。本発明による回路によれば、発生
するのこぎり波電圧の固有周波数が同期パルスの周波数
よりも高い場合でも直接同期を達成しうる。しかし、同
期パルスが生じると、固有周波数を減少せしめることが
でき、直接同期を達成することができる為、完全に静止
した（流れない）画像が得られる。テレビジヨン規格が
異なると、特にフイールド偏向（垂直偏向）に関する偏
向周波数が異なる。

すなわち、ヨーロツパのテレビジヨン規格の場合、偏向
周波数として５０Ｈｚが用いられ、従つてその周期は２
０ミリ秒であり、米国のテレビジヨン規格の場合偏向周
波数として６Ｚが用いられ、従つてその周期は１６．６
７ミリ秒である。従つて、双方の規格が用いられている
テレビジヨン受像区域に用いるのに適するようにする必
要がある受像機の場合、切換えが必要となる。ドイツの
南部では例えば同一位置で双方の規格のテレビジヨン信
号を受信することができる。その理由は、送像機を６０
１１ｚのフイールド偏向を行なうＮＴＳＣ方式に基づい
て作動させている米国の施設がドイツの南部にある為で
ある。通常のテレビジヨン受像機には、ライン周波数が
双方の規格に対してほぼ同じである為に偏向周波数に対
する特別な回路を必要とせず、また直接同期の場合には
６０Ｅ１ｚのフイールド周波数のパルスが幾分早く到達
するが、通常の帰線が行なわれる。

しかし、この同期はのこぎり波の立上り縁部上で早い瞬
時に、従つて低い振幅時に生じる為、フイールド偏向の
振幅を周期の比に応じて、従つて約１７％だけ減少させ
、これに応じて画像の幾Ｏ何学的形状が歪んでしまう。
本発明は更に、同期信号の周波数が異なる場合に、のこ
ぎり波発生器を切換えてのこぎり波の振幅がほぼ一定に
維持されるようにする為にも同期信号検波器を用いうる
という事実を確かめ、かか６る認識を基に成したもので
ある。

この目的の為には、同期パルスの周波数が第１の低い方
の値に相当するか第２の高い方の値に相当するかは同期
信号検波器により決定し、第２の周波数値においてのこ
ぎり波コンデンサの充電電流を、好適には放ω 電電流
をも増大させ、双方の値の周波数でのこぎり波電圧の振
幅がほぼ同じとなるようにする。図面につき本発明を説
明する。第１図に示す本発明によるのこぎり波発振器は
半導体本体の一部分を構成し、この部分を第１図に破線
で囲んで示す。

この場合、コンデンサＣおよび抵抗Ｒを除く発振器のす
べての素子が集積化される。抵抗ＲおよびコンデンサＣ
は電圧供給源ＶＢの端子間に設けられた直列回路を構成
する。端子１は抵抗ＲとコンデンサＣとの接続点に接続
し、一方、端子２は電圧供給源Ｂの正端子に接続し、端
子３は電圧供給源Ｂの負端子に接続するとともに接地す
る。端子１はエミツタホロワトランジスタ４を経てトラ
ンジスタ５のベースに接続する。

図面に示すトランジスタは後に説明する数個のトランジ
スタを除いてＮｐｎ型である。トランジスタ５は他のト
ランジスタ６と相俟つて比較段を構成する。この目的の
為に、トランジスタ５および６のエミツタを相互接続す
るとともに、定電流源として作動するトランジスタ７の
コレクタに接続する。このトランジスタ７のベースはト
ランジスタ９のベースおよびコレクタに接続するととも
に抵抗１０の一端に接続し、この抵抗１０の他端は電圧
供給源ＶＢの正端子に接続する。トランジスタ９のエミ
ツタは抵抗１１を経て接地する。トランジスタ７のエミ
ツタと大地との間には抵抗８を接続する。トランジスタ
９および７は電流ミラー回路を構成する為、ほぼ一定の
電流が抵抗８を流れ、この電流は抵抗１０を流れる電流
に比例する。トランジスタ４のエミツタ電流の一部分を
流す抵抗１２をトランジスタ５のベースーエミツタダイ
オードと並列に接続し、トランジスタ４のターン・オフ
特性を改善する。電源端子２および３間には３つの抵抗
１３，１４および１５の直列回路を設ける。

作動中電圧，を生じる抵抗１３および１４の相互接続点
はトランジスタ１６のベースに接続し、作動中上記の電
圧Ｖ，よりも低い電圧，を生じる抵抗１４および１５の
相互接続点はトランジスタ１７のベースに接続する。ト
ランジスタ１７のエミツタはトランジスタ６のベースに
直接接続するとともに２つの直列接続した抵抗１８およ
び１９を経てトランジスタ１６のエミツタに接続し、ト
ランジスタ４，１６および１７のコレクタは電圧供給源
Ｂの正端子に接続する。トランジスタ６のコレクタは２
つのＰｎｐトランジスタ２０および２１のベースに接続
し、これらトランジスタ２０および２１のエミツタは電
圧供給源Ｂの正端子に接続する。

同様に、トランジスタ５のコレクタは２つのＰｎｐトラ
ンジスタ２２および２３のベースに接続し、これらトラ
ンジスタ２２および２３のエミツタは電圧供給源７ＶＢ
の正端子に接続する。トランジスタ２０および２２のそ
れぞれのコレクタおよびベースは相互接続する。トラン
ジスタ２１のコレクタはトランジスタ２４のベースおよ
びコレクタに接続するとともに他のトランジスタ２５の
ベースにも接続すＯる。これらのトランジスタ２４およ
び２５のエミツタは接地する。トランジスタ２３のコレ
クタは電位点Ｑに接続するとともに更に抵抗２６を経て
電位点Ｐに接続する。抵抗２５のコレクタも抵抗２７を
経て電位点Ｐに接続する。トランジスタタ ２５のコレ
クタは更に抵抗２８の一端に接続し、この抵抗２８の他
端は接地し、またトランジスタ２５のコレクタはトラン
ジスタ２９のベースに接続し、このトランジスタ２９の
エミツタは接地し、このトランジスタ２９のコレクタは
抵抗３０を経ノ て出力端子１に接続する。トランジス
タ１７のエミツタには抵抗３３の一端をも接続し、この
抵抗３３の他端はトランジスタ３２のコレクタに接続し
、このトランジスタ３２のエミツタは接地する。

トランジスタ３２のベースは抵抗３１を経て電位点Ｐに
接続する。トランジスタ３４のコレクタも電位点Ｐに接
続し、このトランジスタ３４のエミツタは接地し、ベー
スは抵抗３５を経て電位点Ｑに接続するとともにトラン
ジスタ３６のコレクタに直接接続し、このトランジスタ
３６のエミツタおよびトランジスタ４０のエミツタも接
地する。トランジスタ３６および４０のベースは抵抗３
８および３９をそれぞれ経て電位点Ｍに接続し、この電
位点Ｍは抵抗３７を経て電位点Ｑに接続するとともに抵
抗４２を経て端子４３に接続し、この端子４３には、上
述した発振器と同じ半導体本体の一部分をも構成しうる
同期信号源４５の一端を結合コンデンサ４４を経て接続
することができ、同期信号源４５の他端は接地する。ト
ランジスタ４０のコレクタは抵抗４１を経て抵抗１８お
よび１９の相互接続点に接続する。作動中端子１にはの
こぎり波電圧ｃが得られる。

この目的の為にコンデンサＣを抵抗Ｒを経て流れる電流
によつて充電し、電圧Ｖｃがほぼ直線的に増大するよう
にする。このことは、抵抗Ｒを通る電流がほぼ一定であ
るとみなすことができ、また抵抗値が比較的高く抵抗Ｒ
における電圧降下がコンデンサＣの両端間の電圧ｃの電
圧変化に比べて高くなる状態の場合に成立する。電圧Ｖ
ｃが電圧Ｖ，よりも低い限り、トランジスタ４および５
は非導通であり、トランジスタ６は導通している。

この場合、後に説明するように、トランジスタ３２およ
び４０は非導通であり、トランジスタ１６はエミツタホ
ロワとして作動してそのエミツタに電圧Ｖ１−Ｂｅが存
在し、この電圧がほんのわずかな電圧降下を生じる抵抗
１８および１９を経てトランジスタ６のベースに印加さ
れる。（ここにＢｅは導通状態にあるベースエミツタダ
イオード、この場合トランジスタ１６のベースーエミツ
タダイオードのほぼ一定なしきい値電圧である。）従つ
て、トランジスタ１６のエミツタによりトランジスタ６
に対するベース電流を供給する。このベース電流は電流
源トランジスタ７によつて生じるエミツタ電流をトラン
ジスタ６を経て流すのに必要である。この場合トランジ
スタ２０および２１も導通し、従つてトランジスタ２４
には、このトランジスタ２４も導通状態に駆動され、す
なわちこのトランジスタのコレクターエミツタ電圧が１
０分の数ボルトのみで従つてトランジスタ２５の作動開
始電圧Ｖｂｅよりも小さく、このトランジスタ２５が非
導通となるような電流が流れる。トランジスタ５は非導
通である為、トランジスタ２２および２３も電流を流さ
ない。

従つて、抵抗２７には電流が流れず、トランジスタ２９
および３２は遮断状態にある。信号が端子４３を経て供
給されない限り、電位点Ｍにおける電位は低く、トラン
ジスタ３４，３６および４０は遮断状態にある。エミツ
タ電圧がベース電圧よりも高いトランジスタ１７は遮断
状態にある。抵抗Ｒを経てコンデンサＣに流れる充電電
流と、素子ＲおよびＣより成る回路網の時定数とによつ
て充電処理の開始瞬時に対して決まる瞬時に、電圧ｃが
値，に達する。

このことは、トランジスタ５のベースにおける電圧がＶ
１−Ｖｂｅに等しく、従つてトランジスタ６のベースに
おける電圧に等しいということを意味する。このような
状態でトランジスタ４および５が導通し始め、トランジ
スフ夕２２および２３も導通し、抵抗２６，２７および
２８に電流が流れる。

この場合、電位点Ｑ，ＰおよびＭにおける電位はトラン
ジスタ３２，３６および４０が導通する程度まで増大す
る。電位点Ｑから抵抗３５を経て取出されるトランジス
タ３６のコレクタ電流は、トランジスタ３４が上述した
瞬時に導通したとした場合にこのトランジスタ３４のベ
ースに流れるであろう電流よりも著るしく大きく、従つ
てトランジスタ３４は非導通状態に維持され、このトラ
ンジスタ３４によつては、トランジスタ３２が導通状態
となるのを防止しないＯトランジスタ５および６は差動
増幅器を構成し、電流源トランジスタ７を流れるこれら
トランジスタのエミツタ電流の和は一定に保持される為
、トランジスタ５が導通状態になるとトランジスタ６の
エミツタ電流は減少する。

従つて、トランジスタ２０，２１および２４のコレクタ
電流は減少し、これによりトランジスタ２５を導通させ
、トランジスタ２９は非導通状態に維持させる。トラン
ジスタ３２は導通状態となる為、抵抗３３が電流に流れ
、トランジスタ６のベースにおける電圧が減少する。抵
抗１８，１９および３３は、トランジスタ３２が導通状
態にある際にトランジスタ６のベースにおける電圧が値
Ｖ２−Ｖｂｅよりも低い値に降下するように選択した。
しかしこの場合、トランジスタ１７は導通する為、上記
の電圧は更に減少し得ない。トランジスタ６のエミツタ
電流の一層の減少はトランジスタ５のエミツタ電流を一
層増大させることにより達成され、従つて、トランジス
タ６、従つてトランジスタ２０，２１，２４および２５
を極めて急速に遮断する累積効果が得られる。従つて、
電位点Ｐから抵抗２７を経て続れる電流の為にトランジ
スタ２９が導通し、コンデンサＣの放電電流が抵抗３０
を流れる。電圧Ｖｃは素子Ｒ，Ｃおよび３０の値に依存
する時定数でほぼ直線的に減少し、抵抗Ｒを流れる充電
電流がトランジスタ２９のコレクタ電流よりも小さくな
る状態が得られる。トランジスタ４０には抵抗３７およ
び３９を経てベース電流が供給され、これにより抵抗４
１を流れるトランジスタ４０のコレクタ電流が抵抗１８
および１９の相互接続点における電圧を更に減少させる
程度までこのトランジスタ４０を導通させる。トランジ
スタ６のべースにおける電圧はエミツタホロワとして作
動するトランジスタ１７により値２−ＢＯにクランプさ
れる為、トランジスタ４０が導通するという事実により
トランジスタ６のベースにおける電圧に影響を及ぼさな
い。第１図の回路の上述した状態はコンデンサＣの放電
中維持される。

この期間中端子４３に生じるいかなる正の同期パルスも
上述した状態に何等影響を及ぼさない。その理由は、こ
の正の同期パルスは既に正になつている電位点Ｍにおけ
る電位をわずかに増大させるだけであり、これにより電
位点Ｍに接続されたトランジスタのスイツチング状態を
変えない為である。電圧ＶｃがコンデンサＣの放電の為
に更に低い値Ｖ２に達する瞬間には、トランジスタ５お
よび６のベースにおける電圧が互いに等しくなる。

トランジスタ６、従つてトランジスタ２１，２０および
２５も導通し始め、一方トランジスタ５のエミツタ電流
は減少する。トランジスタ２５が導通し、このトランジ
スタ２５のコレクタ・エミツタ電圧が電圧Ｂｅよりも低
くなるという事実の為に、トランジスタ２Ｐは遮断し、
これによりコンデンサＣの放電を停止させ、電圧Ｖｃを
再び増大させる。トランジスタ５の導通程度はわずかと
なる為、トランジスタ２２および２３の導通程度もわず
かとなり、電位点ＱおよびＰにおける電圧は減少し、ト
ランジスタ３２のコレクタ電流を減少させ、従つてトラ
ンジスタ６のベースにおける電圧を増大させ、トランジ
スタ６のエミツタ電流を更に増大させる。従つて、この
効果は累積的であり、これによりトランジスタ４，５，
２２，２３，２５および３２を極めて急速に遮断させる
。トランジスタ６のベースにおける電圧は増大する為、
トランジスタ１１も遮断し、トランジスタ６のベース電
圧はほぼ，−Ｂｅとなる。また電位点Ｑにおける電圧は
零となる為、トランジスタ３６および４０も遮断する。
上述したところから明らかなように、同期信号がない場
合、第１図の回路は端子１にのこぎり波状の電圧ＶＯを
発生する自走のこぎり波発振器と ４して作動する。

第２ａ図に時間の関数としてプロツトしたこの電圧は２
つのほぼ一定な値Ｖ，およびＶ，間で変化する。自走発
振の周期Ｔ１従つて自走周波数ｆ＝丁は電圧，および２
の値と、前ノ述した時定数、すなわちコンデンサおよび
充放電回路の値とによつて決まる。

同期パルスの公称周波数は自走周波数（固有周波数）と
して選択する。このようにすることにより本明細書前文
に記載した利点が得られる。第１図の発振器が例えばテ
レビジヨン受像機内のフイールド発振器である場合には
、周波数ｆとして５０Ｅ１ｚを選択する（ヨーロツパ標
準規格の場合）。ライン発振器に対しても同じ回路を選
択でき、その素子はｆ＝１５，６２５１１ｚ（ヨーロツ
パ標準規格の場合）となるように選択する。実際には、
これらの双方の回路は外部素子ＲおよびＣを除いて同じ
ように或いはほぼ同様に構成する。上述した発振器は公
称周波数を有するという事実にもかかわらず、この発振
器が同期しうるようにする必要がある。

この同期は受像機のスイツチオン後のこの受像機の起動
中に必要である。周波数変化は例えは受像機を他の送像
機に切換えた際に送像機側でも生じ、また例えば素子の
劣化や公差の為に受像機側でも生じるおそれがある。更
に例えばコンデンサＣの充電電流が一層大きくなり、従
つて第２ａ図におけるのこぎり波形状の立上り縁部が一
層急峻となる為に、発振器の自走周波数が公称周波数よ
りも高い周波数まで増大する場合には、発振器を同期さ
せることはできない。その理由は、のこぎり波の反転後
まで同期パルスは生ぜず、従つて同期パルスによつてい
かなる影響をも及ぼさない為である。同期信号が端子４
３に現われる場合には、電位点Ｍにおける電圧はこの同
期信号によつて決まる。

同期信号は通常、短期間の間数ボルトの正の値をとりう
るパルス列を以つて構成することができる。直流成分は
結合コンデンサ４４を経て伝達されない。正のパルスが
生じると、トランジスタ３６および４０が導通状態とな
り、これにより供給される同期パルスのピークは作動開
始電圧＋Ｖｂｅよりも幾分高い値にクランプされる。同
期パルス間では、端子４３における電圧は同期パルスの
振幅の高さに相当する値だけ低くなり、この場合の端子
４３における電圧は負とするのが好適である。同期パル
スの振幅および抵抗３８，３９および４２の値は、トラ
ンジスタ３４，３６および４０が電位点Ｍにおける電圧
の低い方の値によつて影響されずにその高い方の値によ
つて影響されるように選択する。これらのトランジスタ
は第２ａ図におけるのこぎり波の立上り縁部中遮断状態
に維持される。電圧Ｖｃがまだ値，に達していない間に
同期パルスが生じた場合、電位点Ｍにおける電圧は高い
方の値になり、これに応答してトランジスタ４０が導通
する。

電位点ＰおよびＱにおける電圧は零である為、トランジ
スタ３４および３６にはコレクタ電流が流れない。抵抗
４１および１８を流れるトランジスタ４０のコレクタ電
流の為に、抵抗１８の両端間の電圧降下は高まり、抵抗
１８および１９の相互接続点の電圧は、値１−ＢＯおよ
び２−Ｂｅ間にあり抵抗１８および４１の値の比によつ
て決まる値Ｖ１まで短時間で減少する。この値Ｖ／が同
じ瞬時における電圧ｃからＢｅだけ減じた値以下である
場合には、遮断状態にあつたトランジスタ４および５が
導通し、のこぎり波の立下り縁部が極めてはやく開始す
る。これに対し、電圧Ｖ１′がＶｃ−Ｂｅの瞬時値より
も高い場合には、同期パルスは何の影響をも及ぼさず、
電圧Ｖｃが増大し続ける。従つて、値１′は立上り縁部
の開始瞬時後の期間ｔ１を決定し、この期間の終了時お
よびその後に第１図の発振器を同期パルスにより同期せ
しめうる。第２ｂ図は矢印で示す同期パルスが期間Ｔ，
後で、電圧ｃが値１に達する瞬時の前に生じる場合を示
す。この場合には、同期パルスの繰返し周波数は発振器
の固有自走周波数よりも高い。すなわち同期パルスの周
期は自走発振器の周期よりも短かい。同期信号が生じる
場合、同期パルス間で電位点Ｍは低い方の電位をとる。
期間Ｔ，後で、電圧ｃが値，に達する瞬時までに同期パ
ルスが生じないものとすると、トランジスタ４，５，２
２，２３および２５が前述したように導通する。電位点
Ｍにおける電圧は端子４３からの制御の為に低い値を有
し続け、従つて、同期信号がないものとした場合に導通
し抵抗３７を流れる電流によつてこの導通状態に保持さ
れたトランジスタ３６および４０はこの場合非導通状態
を維持する。しかし、電位点Ｑの高電位点から抵抗３５
を経てトランジスタ３４のベースに電流が流れ、従つて
このトランジスタ３４が導通する。抵抗２６は正の電圧
が生じている電位点Ｑにトランジスタ３４のコレクタ抵
抗として接続されている為、電位点Ｐにおける電圧がほ
ぼ零となるような電圧降下が抵抗２６に生じる。従つて
、トランジスタ２５，２９および３２が遮断状態を維持
し、その結果、電圧ｃが増大し続けて値１よりも高くな
るとともに、トランジスタ６のベースにおける電圧は値
Ｖｌｂｅを維持する。同期パルスが生じる瞬時には、電
位点Ｍにおける電圧は、トランジスタ３６および４０が
導通する値、すなわち約Ｂｅよりも高い値まで増大する
。

トランジスタ３６のコレクターエミツタ電圧はほぼ零と
なる為、トランジスタ３４は遮断する。電位点Ｐにおけ
る電圧は正となり、トランジスタ２９および３２も導通
し始め、これによりコンデンサＣの放電を開始し、一方
、トランジスタ６のベースにおける電圧は値Ｖ２−Ｖｂ
ｅとなる。抵抗１８および１９の相互接続点における電
圧は値，′になるも、このことは重要なことではない。
その理由は、トランジスタ６のベースにおける電圧はコ
ンデンサＣの全放電中値Ｖ２−Ｂｅを保持する為である
。第２ｃ図は、同期パルスの周波数が発振器の自走周波
数よりも低く、従つて同期パルスの周期が発振器の周期
よりも長い上述した場合を示す。

期間ｔ１中に１個のみの同期パルスが生じ、電圧Ｖｃが
値，に達した後に１個の同期パルスが生じ、同期パルス
の周波数は発振器の固有周波数よりも低くない場合にも
同じ状態が得られる。電圧ｃが値１を超えた後に同期パ
ルスが生じない場合には、電圧Ｖｃは増大し続ける。

このこＯとを第２ｃ図に太い破線で示す。電圧Ｖｃの最
終値はＢであり、発振器の自由な切換わりは生じない。
このことは多くの分野にとつて望ましいことではなく、
例えばテレビジヨンの場合偏向が停止してしまう。この
ことは、第１図においては同″５期信号源４５と端子４
３との間に設けたコンデンサ４４によつて防止している
。連続的な直流はコンデンサ４４を経て伝達されない。
端子４３には、パルス状の信号の平均値に等しい、従つ
てこの信号がない場合には零である直流電圧が存在する
。１０この直流電圧はトランジスタ３６および４０を導
通させるにはあまりにも低すぎる。

電圧ｃが値Ｖ，に達する瞬時にはトランジスタ２３が導
通し始め、充電電流が抵抗３７および４２を経てコンデ
ンサ４４に流れる。これにより、トランジスタ３６が導
通するまで端子４３における電圧を増大させ、このトラ
ンジスタ３６の導通により発振器の切換えを行なう。抵
抗３７および４２とコンデンサ４４とより成る回路の時
定数の選択によりこの切換わりが行なわれる瞬時、従つ
て１よりも高いしきい値を決定し、その後にコンデンサ
４４が抵抗３８および３９を経て同期信号の平均値まで
放電する。第３図の回路は、前述したように選択した値
を有するコンデンサ４４による同期信号源４５の結合を
必要としない。

第３図の回路の大部分は第１図に対して変わつておらず
、同じ素子には同一符号を付した。第３図においては、
第１図の抵抗１３の代りに２つの抵抗１３′および１３
７の直列回路を設け、その相互接続点に作動中抵抗１３
７および１４の相互接続点に存在する電圧Ｖ１よりも高
い電圧Ｖ３が存在するようにする。

抵抗１３′および１３７の相互接続点はトランジスタ４
６のベースに接続し、このトランジスタ４６のコレクタ
は電圧供給源Ｂの正端子に接続し、エミツタは抵抗４７
を経てトランジスタ４８のベースに接続する。このトラ
ンジスタ４８は他のトランジスタ４９と相俟つて比較段
を構成する。この目的の為に、これらトランジスタ４８
および４９のエミツタを相互接続するとともに電流源５
０に接続する。トランジスタ４９のコレクタは電圧供給
源Ｂの正端子に接続し、トランジスタ４８のコレクタは
２つのＮｐｎトランジスタ５１および５２のベースに接
続し、これらトランジスタ５１および５２のエミ ｊツ
タは電圧供給源ＶＢの正端子に接続する。トランジスタ
５１のコレクタはそのベースに接続し、トランジスタ５
２のコレクタは抵抗５３の一方の端子およびトランジス
タ５４のベースに接続する。抵抗５３の他方の端子およ
びトランジスタ５４のｊエミツタは接地し、トランジス
タ５４のコレクタはトランジスタ３４および３５のエミ
ツタに接続し、これらトランジスタ３４および３５のエ
ミツタは第１図の場合のように接地しない。第３図の発
振器は更にトランジスタ５５を有し、このトランジスタ
のエミツタを接地し、コレクタを抵抗５６を経てトラン
ジスタ４８のベースに接続し、トランジスタ５５のベー
スは抵抗５７を経て電位点Ｍに接続する。ノ 電圧Ｖｃが電圧，よりも低い限り、トランジスタ４８が
導通し、トランジスタ４９および５５が遮断し、トラン
ジスタ５１，５２および５４も導通する。

トランジスタ３４および３６のエミツタはほぼ大地電位
を有する。この状態は、電圧ｃが増大し続ける前述した
状態と同じである。同期信号がない場合、トランジスタ
５５は電圧ＶｃがレベルＶ１に達する瞬時に抵抗３７お
よび５７を流れる電流の為に導通し、ほぼ３−Ｂｅを有
するトランジスタ４８のベースにおける電圧が減少する
。抵抗４７および５６の値は、トランジスタ４８のベー
スにおける電圧の新たな値が値Ｖ１−Ｂｅよりも低くな
るように選択し、トランジスタ４８，５１，５２および
５４が前述したように累積的に非導通となり、これによ
りトランジスタ３４および３６のエミツタがもはや接地
されずにこれらのトランジスタも遮断状態となるように
する。電位点Ｐにおける電圧は正となり、これによりト
ランジスタ２９および３２を導通させ、従つて第１図の
場合と同様に電圧２までのコンデンサＣの放電を開始さ
せる。同期信号が端子４３に存在する場合には、第２ｂ
図おけるＴ，と同様に決定した期間後で電圧ｃが，と等
しくなるまでに生じた同期パルスにより前述したのと同
様に発振器を切換える。電圧ｃが１に達する瞬時に同期
パルスがまだ生じていない場合には、トランジスタ３６
および５５は電位点Ｍにおける電圧が低い為に遮断状態
に維持され、トランジスタ３４は抵抗３５を流れるベー
ス電流により導通状態にされる。電位点Ｐにおける電圧
は零であり、この電圧によりトランジスタ２９および３
２を遮断状態に保持する。電圧ｃは、同期パルスが生じ
るまで或いは値Ｖ３に達するまで増大し続ける。後者の
場合には、トランジスタ４８および４９のベースにおけ
る電圧が互いに等しくなり、これによりトランジスタ４
９が導通し始めるようにし、これにより発振器を切換え
る。第３図の例においては同期信号源４５と端子４３と
の間に結合コンデンサを必要としない為、信号源４５、
例えば同期パルス分離器が、前述したのこぎり波発振器
を集積化する半導体本体の一部分を構成する場合に端子
４５を完全に省略することができる。

第１図においては、トランジスタ３６の目的はトランジ
スタ３４が導通するのを防止させることにあり、トラン
ジスタ３４は、同期信号がない場合、或いは同期信号が
あつてもＣ＝Ｖ１の際に同期パルスがまだ生じなかつた
場合にｃ＝，で発振器を切換えるのを防止する。

第３図においては、トランジスタ３６および５４は同じ
機能を有する。従つて、トランジスタ３６或はトランジ
スタ３６および５４は同期信号の存在を検出する同期パ
ルス検出器を購成し、またこれらは必要に応じレベル，
を越えうるかをも検出する。同期信号が端子４３に存在
しない場合にはコンデンサＣは充電され、電圧ｃは第２
ａ図に示すように値１まで増大する。電圧Ｖｃが上記の
値Ｖ１に達した瞬時に同期信号が依然として生じていな
い場合には、発振器は切換わる。これに反し、上記の瞬
時前に同期信号が到来し、同期パルスが生じる場合には
、発振器は第２ｂ図に示すように切換わる。発振器およ
び同期パルスが公称状態になると、すなわち発振器の固
有周波数および同期パルスの繰返し周波数が互いに等し
くなると、発振器の次の切換わりは第２ａ図に示すよう
に、すなわち期間Ｔ後に行なわれる。実際には、この状
態とは相違し、次の切換えは再び第２ｂ図に示すように
或は電圧ｃが値Ｖ１を越える場合の第２ｃ図に示すよう
に行なわれる。第１図に示す例では、同期信号が存在す
る場合に同期パルス間で電位点Ｍが低い方の電圧をとる
という事実の為に、最大の固有周期は制限される。

同期信号が消滅する場合には、コンデンサ４４が直流分
離を達成する為に上記の電圧はコンデンサ回路網の時定
数によつて決まる期間中減少し、従つて公称値にほぼ等
しい固有周波数に再び戻る。第３図に示す例では、固有
周波数を決定する電圧２よりも高い値を有する他のしき
い値３を導入し、しきい値電圧２が同期検出器の作動に
より作動上無効となつた際に上記のしきい値３が有効と
なるようにする。より一層正確に言えば、第２状態にお
いては、電圧ｃが値１を越えた際に、導通状態となつた
トランジスタ３４により放電が開始されないようにする
。しかし、トランジスタ３゛４の回路は、トランジスタ
４８および４９を有する第３しきい値回路の為に、電圧
ｃが高い方の値３を越える場合にトランジスタ５４によ
り遮断される。この場合、放電はもはや禁止さフれず開
始される。

上述したことは、同期パルスがある瞬時から期待される
にもかかわらずｃ−，となる瞬時にまだ生じていない場
合にしきい値電圧の１つが他の値に偏移するということ
と同じである。

これによりのこぎり波の振幅を増大させ、従つて発振器
の固有周波数を減少させる。この固有周波数の減少は第
２ｄ図に示すようにしても達成されうる。上述した振幅
、すなわち電圧Ｖ１および２間の差は、のこぎり波の傾
斜の一方、好適には立上り縁部の傾斜を変化させうるあ
らゆる状態の下でほぼ一定に維持される。充電期間の開
始瞬時に同期信号が存在しない場合には、コンデンサＣ
はある値を有する電流によつて充電される。光電中、第
１および３図につき説明したように同期信号の存在が確
かめられた場合には、これと同じ瞬時に充電電流を低い
値とし、のこぎり波の立下り縁部の傾斜をゆるやかとす
る。このことは、発振器の固有周波数を低くしたことに
相当する。また、同期パルスが発生すると、発振器は前
述したようにして切換わり、その後に新たな充電期間が
開始し、充電電流は同期信号が依然として存在する場合
に低い値を有するようにする。土述したことは、抵抗Ｒ
の代りに例えは２つの抵抗の直列回路を設け、同期信号
が存在しない状態で上記の２つの抵抗の一方をトランジ
スタにより短絡しうるようにすることにより達成しうる
。

或いはまた、抵抗Ｒの代りに、トランジスタと抵抗とを
以つて購成され２つの値をとりうる実際の電流源を設け
ることができる。第２ｄ図の場合には、コンデンサＣの
充電装置を半導体本体中に設けるのが好適であること明
らかである。更に詳細な説明は省略するも、この例によ
れは、のこぎり波は第２ｄ図に応じて発生し、こののこ
ぎり波は少くとも１個所の屈曲部を有する。しかし、こ
の屈曲部は必ずしも欠点となるものではない。その理由
は、このような歪みはいくつかの分野にとつては許容し
うる為である。その一例はテレビジヨン受像機における
フイールド偏向であり、この場合出力信号が一定の振幅
を有し偏向コイルに供給される前に電力増幅器により増
幅される実際のフイールド発振器に、同期パルスにより
同期せしめうるのこぎり波発生器（こののこぎり波発生
器を本発明によるのこぎり発生器とすることができるＯ
から生じる信号を供給する。第４図は本発明による回路
の他の使用例を示す。

この第４図はテレビジヨン受像機において間接的なライ
ン同期を行なう回路に関するものであり、この場合受信
されたライン同期パルスとライン発振器０ＳＣ，によつ
て発生させられたパルスとを位相弁別器ψ１で比較する
。位相弁別器ψ，は生じた位相差を匍脚電圧に変換し、
この制御電圧は低域通過フイルタＦ，により平滑化され
た後に発振器０ＳＣ，に供給される。ライン同期パルス
に対してほぼ適正な周波数およびほぼ適正な位相を有す
る発振器０ＳＣ，のパルスは第２の位相弁別器ψ２に供
給され、この位相弁別器ψ２においてこれらのパルスと
ライン出力段Ｈから生じるパルスとが比較される。位相
弁別器ψ２の出力電圧は第２の低域通過フイルタＦ２に
よつて平滑化された後にパルス整形器１ＭＰに供給され
、このパルス整形器には発振器０ＳＣ，から生じるパル
スも供給される。パルス整形器１ＭＰのパルスは第１図
或いは第３図に示すようにして構成されるのこぎり発振
器０ＳＣ２を同期化させ、こののこぎり発発振器０ＳＣ
２により発生させられたのこぎり波電圧はライン出力段
Ｈに供給され、このライン出力段Ｈにおいてのこぎり波
電圧がライン出力変圧器に供給されるスイツチング信号
に変換される。水平（ライン）偏向の為の偏向コイル（
図示せず）がこのライン出力変圧器に接続されている。
間接ライン同期用の土述した二重ループの原理およびそ
の作動は米国特許第３，８９１，８００号明細書（特公
昭５３−１５３３５号公報に相当）に詳細に記載されて
おり、この場合、第２の位相弁別器の出力電圧により直
接第２の発振器を制御しており、第１の発振器の信号が
供給されるパルス整形器は完全に省略されている。

第２ループはライン出力段Ｈにおける負荷の変動による
影響を殆んど除去するように作動する。第１の発振器は
同期パルスの周波数および位相に応じて制御されるが、
第２の発振器はライン出力段Ｈにおいて生じるライン周
波数でのパルスの位相に応じて制御される。第２のルー
プはその性質上その利得が無限大でないという事実の為
にわずかな位相誤差を導入する。これに対し、第２の同
期ループを第４図に示すように構成すれは、この位相誤
差はループ利得を増大させる必要なく（ループ利得を増
大させると回路を不安定とするおそれがある）減少され
る。

この目的の為に、パルス整形器１ＭＰは発振器０ＳＣ，
により発生させられるパルスと同じ周波数のパルスを発
生し、パルス整形器１ＭＰの各パルスの一方の縁部、例
えば前縁の位相位置がフイルタＦ２から生じる制御電圧
によつて制御されるようにする。その後に上記のパルス
の縁部が発振器０ＳＣ２を同期化する。このようにして
、発振器０ＳＣ２から生じるのこぎり波は常に適正な周
波数、すなわち発振器０ＳＣ１の周波数を有し、その状
態は第２のループによつて決まるようになる。この場合
残存する誤差は弁別器ψ２の感度が無限大でないという
ことによつて生じる誤差のみであり、発振器０ＳＣ２は
制御されていないもパルス縁部により同期化されＣいる
為にこの発振器０ＳＣ２によつては位相誤差を導入しな
い。第５図は、充電電流と、好適には可成り大きな放電
電流とを充電回路１０２からコンデンサＣに交互に供給
することにより、出力端子１に接続されたこのコンデン
サＣにのこぎり波電圧ｃを発生させる回路を示す。これ
により、第６図においてコンデンサの電圧ｃを時間ｔの
関数として示す曲線１１１に応じた電圧変化をコンデン
サＣに生ぜしめる。充電部分は瞬時Ｔ。における低電圧
値Ｖ２で開始し、時間に比例して増大する。瞬時Ｔ２に
おいて、第５図に示す回路で端子１０３から充電回路１
０２に例えば５０Ｈｚの公称周波数を有する同期パルス
Ｓが供給されると、コンデンサＣは例えは回路１０２か
ら放電電流を受け、放電が１１２で示すように電圧，で
開始され、この放電は瞬時Ｔ３における電圧Ｖ２で終了
する。この瞬時Ｔ３は瞬時１。に相当し、この瞬時で新
たな充電作動が開始する。これに対し、同期信号の周波
数が例えば６０Ｖｉｚの高い第２の周波数を有する場合
には、同期パルスは（充電作動が同じ瞬時Ｔ。で開始し
、電圧増大の勾配が同じである場合）Ｔ，よりも早い瞬
時Ｔ４で生じ、一点鎖線１１３で示す放電が電圧Ｖ，ま
で生じる。この場合、のこぎり波は第１の低い周波数で
得られた第１の値Ｖ，に比べて可成り低い振幅，に達す
るＯ本発明によれば同期パルスＳを端子１０３から（第
２の）同期信号検波器１０５にも供給し、更に第２の充
電回路１０６を設け、この充電回路１０６の出力端子と
充電回路１０２の出力端子とをスイツチング段１０７に
接続する。

このスイツチング段１０７は切換えスイツチを有し、こ
の切換えスイツチにより、同期信号検波器１０５が低
こい方の周波数の同期パルスＳの発生を検知するか高い
方の周波数の同期パルスＳの発生を検知するかに応じて
コンデンサＣおよび出力端子１の双方を充電回路１０２
に或いは充電回路１０６に接続するようにする。第１の
低い方の同期信号周波数 １の場合、充電回路１０２の
低い充電電流を、好適には放電電流をもコンデンサＣに
供給する。第２の高い方の同期信号周波数の場合、充電
回路１０６の高い充電電流を、好適には放電電流をもコ
ンデンサＣに供給し、双方の周波数でのこぎり波電圧ｃ
の振幅が電圧値２およびＶ，間で変化し、これら双方の
周波数でのこれらのこぎり波電圧の振幅が少くとも殆ん
ど等しくなるようにする。第５図に示す回路には他の（
第１の）同期信号検波器１０４を設け、後段の充電回路
（１０２或いは１０６）がパルスＳによる同期がない場
合にもほぼ公称周波数でコンデンサＣを周期的に充放電
するようにこの充電回路が構成されるようにすることが
できる。同期信号があるかないかは第１の同期信号検波
器１０４を図示のように構成することにより検知され、
同期信号がない場合には後段の充電回路（１０２或いは
１０６）を第１の切換え状態にし、この状態において固
有周波数が同期信号の関連する公称繰返し周波数に少く
とも殆んど一致すようにし、一方、同期信号がある場合
に後段の充電回路を第２の切換え状態にし、この状態に
おいてスイツチング回路の固有周波数が上述した第１の
切換え状態に比べて低くなるようにする。従つて、同期
信号がないと関連するスイツチング回路がほぼ公称周波
数で振動し、一方、同期信号が欠落する場合にはその周
期は直接同期が可能な程度に大きくなり、外部から供給
される同期パルスＳが期待値（公称値）よりも幾分長い
周期を有する場合も同様である。６０Ｕｚの同期信号を
受信した際にのこぎり波発生回路が、スイツチング段１
０７により例えば充放電回路１０６がコンデンサＣに対
し作動するように切換わつた場合、のこぎり波電圧ｃは
第６図に破線によつて示す曲線１１４に応じて瞬時１。

）から変化し、放電縁部１１５は固有周波数或いは外部
同期の為に瞬時Ｔ４で開始し、６０Ｈｚののこぎり波が
得られる。

（第１）同期信号検波器１０４が同期パルスの存在を検
知すると、電圧，に達したら直ちに放電が開始されるよ
うになる程度まで固有周波数を減少させうるようにする
も、放電縁部１１５は同期パルスＳにより前の瞬時で開
始させる。第５図に示すような回路においては、同期信
号検波器１０５を、好適には１０４をも充電回路１０２
および１０６から分離させ、同期信号検波器が例えば特
別なのこぎり波コンデンサと相俟つて作動するようにす
ることができる。

或いはまた、コンデンサＣで生じるのこぎり波電圧ｃを
第５図に示す破線１０８に応じて同期信号周波数検波器
１０５に、好適には検波器１０４にも帰還させ、このの
こぎり波電圧を評価する。この場合、例えば集積回路に
おいては外部コンデンサＣの接続に１個のみの端子１を
必要とするだけである。この目的の為には、第５図の装
置をスイツチ・オンさせるも依然として同期パルスが存
在しない場合に、５ｚの低い方の周波数を有するのこぎ
り波電圧がコンデンサＣに生じるように第５図の回路を
構成することができる。この場合、５０Ｈｚの同期パル
スＳが入力端子１０３に生じると、充電回路１０２は第
１同期パルス検波器１０４により前述したようにして切
換わり、これにより第６図に曲線１１１により示すよう
に固有周波数の周期が電圧３に達するまで延長され、放
電縁部１１２は同期パルスＳにより早い瞬時に開始され
る。発生されたのこぎり波は、比較回路により５ｚの同
期パルスが到達する電圧１と、６ｚの他の周波数の同期
パルスが受信された場合にのこぎり波縁部１１１が放電
縁部１１３により早期に終了させられる電圧６との間の
半分のレベルにある電圧４と比較する。このしきい値電
圧によりＶ４に達する前の同期を好適には数回、例えば
５〜２０回連続的に検出すると、６０日ｚの高い周波数
の同期信号に対する第２の作動状態、従つて第６図にお
ける曲線１１４，１１５への切換えが例えはスイツチ１
０７により達成され、コンデンサＣはこの状態で周波数
比に相当する充電電流を好適には放電電流をも受ける。
６０１ｚに対する第２の切換え状態において、ユーザが
５ｚの偏向を行なう他の送像機に切換える場合には、曲
線１１４に関する同期パルスにより瞬時Ｉ２で、従つて
ほぼ電圧Ｖ７で放電を開始する状態が得られる。

この第２の作動状態においては、第２同期信号検波器１
０５にある比較回路を作動させ、この比較回路において
のこぎり波電圧を、放電に必要な値，と間違つた同期の
場合に得られる値Ｖ７との間に位置する基準電圧（上記
の間のほぼ半分に相当するレベルでは電圧，）と比較す
る。この基準電圧を数回、例えば５〜２０回連続的に越
える場合には、このことは５０Ｆ１ｚの信号が受信され
たということを意味する。この場合、充電回路１０２を
例えはスイツチング段１０７により再び作動させる。上
記の基準電圧を越える回数はカウンタにより計数でき、
このカウンタは基準電圧を数回にわたつて越えない場合
にりセツトする。同期パルスが常規の受信後に消滅する
場合、例えは他の送像機に切換えた場合には、第５図の
回路、特にスイツチング段１０７は他の送像機の受像が
行なわれるまでその位置を維持する。

同期信号がないと満足な画像を表示しえない為、この状
態では低周波数に常に切換えて戻しておくことが有効で
あり、従つて例えば６ｚに対する固有周波数の切換えは
不必要である。第７図は、周波数を決定する同期信号検
波器が４７０ｎＦの第２コンデンサＣ２で発生されるの
こぎり波電圧で作動する本発明の一実施例を示す。

周波数に応じて調整される振幅を有するのこぎり波電圧
が生じるコンデンサＣはシヤシ（大地）と出力端子１２
１との間に接続する。このコンデンサＣは９の蓄電池の
正端子＋Ｂから第１電流源１２２を経て定電流を受け、
充電作動中の電圧の増大は５０Ｕｚの低い方の周波数に
対しこの電流で達成される。電源の正端子＋Ｂに接続し
た第２電流源１２３はダイオード１２４を経て第１電流
源１２２と並列に接続し、電流源１２３と大地との間に
接続したＮｐｎトランジスタ１２５が非導通になつた際
に６０Ｖｉｚの高い方の周波数で充電電圧の増大を達成
するようにする。のこぎり波電圧の放電は、コンデンサ
Ｃと並列に接続され端子１２７における同期パルスによ
り制御される放電回路１２６により達成する。電源の正
端子＋ＢとコンデンサＣ，の一端との間には第３電流源
１２８を接続し、コンデンサＣ２の他端は接地する。

これにより、低い方の値１２から直線的に増大する電圧
が充電中コンデンサＣ２に生じるようにする。また、第
４電流源１２９とＮｐｎトランジスタ１３０のコレクタ
ーエミツタ通路との直列回路をコンデンサＣ２と並列に
接続し、トランジスタ１３０のベースは他のＮｐｎトラ
ンジスタ１３１のベースに接続するとともに抵抗１３２
を経て演算増幅器１３３の出力端子に接続する。トラン
ジスタ１３０および１３１のエミツタは接地する。また
、大地と電源の正端子＋Ｂとの間には、２．２，２，６
，１．５および２．７５ＫΩの抵抗値をそれぞれ有する
抵抗１３５，１３６，１３７および１３８より成る分圧
器を並列に接続する。抵抗１３５にはＮｐｎトランジス
タ１４０のコレクターエミツタ通路を並列に接続し、こ
のトランジスタのベースに端子１４１から同期パルスＳ
を供給する。この同期パルスＳは例えば、信号源（図示
せず）により１０ＫΩの内部抵抗で供給されるパルスを
以つて構成し、この信号源の電圧は充電期間中＋０．１
ボルトとなり、パルス期間中＋１ボルト以上となる。ト
ランジスタ１３１のコレクタは抵抗１３６および１３７
間のタツプ点に接続し、演算増幅器１３３の反転入力端
子は抵抗１３７および１３８間のタツプ点に接続する。
演算増幅器１３３の他方の（非反転）入力端子はＮｐｎ
トランジスタ１４２のエミツターコレクタ通路を経て電
源の正電圧端子＋Ｂに接続し、トランジスタ１４２のベ
ースはコンデンサＣ２の電圧発生電極に接続する。エミ
ツタホロワとしてコンデンサ電圧にほぼ等しい電圧を伝
達するトランジスタ１４２のエミツタは更にトランジス
タ１４４のベースに接続し、このトランジスタ１４４は
トランジスタ１４５と相俟つてエミツタ相互接続した差
動増幅器を構成する。また、エミツタを電源の正電圧端
子＋Ｂに接続した２つのＰｎｐトランジスタ１４６およ
び１４７より成る電流ミラー回路をトランジスタ１４４
および１４５のコレクタ岐路内に接続し、この電流ミラ
ー回路によりトランジスタ１４４の導通状態を、トラン
ジスタ１４５に対する出力抵抗として作動するトランジ
スタ１４７に伝達する。トランジスタ１４５のコレクタ
はＰｎｐトランジスタ１４８のベースに接続し、このト
ランジスＺ．）夕１４８のエミツタは電源の正端子＋Ｂ
に接続し、このトランジスタ１４８のコレクタは５６Ｋ
Ω抵抗１４９を経てＮｐｎトランジスタ１５０のベース
および２０ＫΩ抵抗１５１の一端に接続し、このトラン
ジスタ１５０のエミツタおよび抵抗１５１の他端は接地
する。

トランジスタ１５０のコレクタはトランジスタ１５２の
ベースに接続し、このトランジスタ１５２のエミツタは
接地し、このトランジスタ１５２のコレクタはＮｐｎト
ランジスタ１５３のベースに接続する。

上記のトランジスタ１５３のエミツタおよび他のＮｐｎ
トランジスタ１５４のエミツタは接地する。トランジス
タ１５３および１５４のコレクタは抵抗１５５および１
５６をそれぞれ経てトランジスタ１４４および１４５の
相互接続エミツタに接続する。上記の抵抗１５５および
１５６の抵抗値は双方共４５ＫΩとする。また上記のト
ランジスタ１５３および１５４のコレクタは１７ＫΩ抵
抗１５７および１５ＫΩ抵抗１５８をそれぞれ経て他方
のトランジスタのベースに接続する。トランジスタ１４
４，１４５および１５３，１５４はそれぞれほぼ同じ電
流を流す為、これらのトランジスタはこれらが互いに無
関係に制御されるにもかかわらず直列に配置しうる。ト
ランジスタ１４５のベースは、大地と電源の正端子＋Ｂ
との間に接続され５．９５ＫΩの抵抗１６１と３．１Ｋ
Ωの抵抗１６２とより成る分圧器のタツプ点に接続する
。

このタツプ点には５．８ボルトの電圧が生じる。演算増
幅器１３３の出力端子は出力端子１６４に接続するとと
もに３３ＫΩ抵抗１６５を経てトランジスタ１５２のベ
ースに接続する。出力端子１６４には放電中正となるパ
ルスが現われ、このパルスは好適には増幅器を経て取り
出し、このパルスは例えはフイールド帰線期間中受像管
を帰線消去するのに用いることができる。第７図の回路
は以下の通りに作動する。

電流源１２８により一定の充電電流がコンデンサＣ２に
供給され、このコンデンサの電圧が低い方の値Ｖ，２か
ら時間に比例して増大する。

この場合、電圧はほぼ第６図における曲線１１１に応じ
て変化する。説明の都合上、第５図の場合の電圧値に相
当する電圧値は１０だけ増やした数学記号で示した為、
第６図における２は電圧Ｖ，２に相当する。この電圧は
エミツタホロワとして作動するトランジスタ１４２を経
て演算増幅器１３３の非反転入力端子に伝達される。コ
ンデンサＣ２における電圧が抵抗１３７および１３８間
のタツプ点に存在する値Ｖ，３−Ｂｅにほぼ達すると、
演算増幅器は導通状態となり、トランジスタ１３０およ
び１３１が電流を流す。ここにＢｅはトランジスタが導
通した際にベースおよびエミツタ間に存在する約０．７
ボルトの電圧である。従つて、トランジスタ１３０によ
り電流源１２９をスイツチ・オンさせ、この電流源１２
９により、放電傾斜が急峻になればなる程大きくなる電
流を取出し、コンデンサＣ２を放電させる。トランジス
タ１３１は抵抗１３５および１３６を短絡する為、抵抗
１３７および１３８間のタツプ点に存在し、最初は６．
３ボルトであつた電圧がほぼ３．２ボルトの値１２−Ｖ
ｂｅまで減少する。コンデンサＣ２における電圧が値Ｖ
，２に達すると、演算増幅器１３３とトランジスタ１３
０および１３１とが遮断し、放電が終了し、新たな充電
作動が開始される。コンデンサＣ２の電圧は同期が得ら
れている場合にのみ電圧Ｖｌ３に到達する。抵抗１３５
は、端子１４１から到来する同期パルスＳにより非導通
状態から導通状態に駆動されるトランジスタ１４０によ
り分路される。これにより、抵抗１３７および１３８間
のタツプ点における電圧を減少させる。充電作動の終了
時には、コンデンサＣ２における電圧はすでに高い方の
値に達している為、同期パルスＳによる切換えを行なう
と、演算増幅器１３３の反転入力端子における電圧は、
この演算増幅器１３３が導通し前述した放電が開始され
る程度まで減少する。同期パルスＳは通常、電流源１２
９による放電によつて決まる放電期間よりも短かい。同
期パルスの方が長い場合でも放電の終了時に充電が再び
スイツチ・オンされる。放電期間の開始時には、例えば
２μ秒の持続時間を有する幅狭な正のセツトパルスを同
じ半導体本体に集積化された他の回路部分に対する接続
部とすることもできる端子１７０から１２ＫΩ抵抗１６
６を経て供給する。

このセツトパルスは例えばフイールド偏向回路から取出
し、そのパルス幅は通常の帰線期間に比べて狭くする。
このセツトパルスは例えば０．２ボルトの基底値に対し
て５．２ボルトのピーク値を有する。トランジスタ１５
３および１５４は自続型のスイツチング段を構成する為
、トランジスタ１５３が回路点１７０からの前述したセ
ツトパルスにより導通させられると、トランジスタ１５
４が遮断し、例えは＋０．３ボルトの電圧がトランジス
タ１５３のコレクタ、従つてトランジスタ１２５のベー
スに生じ、この電圧によりトランジスタ１２５をも非導
通状態に保持する。

従つて、電流源１２３からダイオード１２４を経て電流
が流れ、この電流が電流源１２２の電流とともにコンデ
ンサＣに供給され、従つてコンデンサＣの電圧増大は６
０Ｂｚの作動の場合に望ましい電圧増大よりも早くなる
。電流源１２３の流は電流源１２２の電流の約τとし、
電流源１２２の電流と電流源１２２および１２３の和電
流との比は５：６とする。分圧器１６１，１６２のタツ
プ点には電圧，４一Ｂｅがあり、この電圧は、コンデン
サＣ２の電圧の放電が６０１１１ｚで開始する低い方の
電圧Ｖ，６と、コンデンサＣ２の放電が５１ｚの作動で
開始する値Ｖ，ｌとの間にある。コンデンサＣ２におけ
る電圧がＶ，４よりも低い期間の間、トランジスタ１４
４は非導通であり、トランジスタ１４５のコレクタには
低い方の電圧が存在する。このトランジスタ１４５のコ
レクタにおける電圧によりトランジスタ１４８および１
５０を導通させる為、トランジスタ１５２は電流を流さ
ず、しかもこのトランジスタ１５２は、放電中に演算増
幅器１３３の出力端子から抵抗１６５を経てトランジス
タ１５０のコレクタとトランジスタ１５２のベースとの
相互接続点に正の電流が流れる場合にも電流を流さない
。従つて、トランジスタ１５３および１５４を有するス
イツチング段は、前述したセツトパルスにより６０日ｚ
の状態に維持されるか或いはこの状態に切換わることが
できる。しかし、５０Ｕｚの作動中にトランジスタ１４
４がコンデンサＣ２における電圧に応答するエミツタホ
ロワ１４２により導通させられるまでに同期パルスか生
じない場合には、トランジスタ１４５，１４８および１
５０が遮断する。

従つて、端子１４１から同期パルスが到来する場合、演
算増幅器１３３の出力端子に生じる電圧の増大により抵
抗１６５を経てトランジスタ１５２を放電期間中導通さ
せ、これにより、端子１７０から到来し６０１１ｚの作
動にセツトするセツトパルスの作動を無効にするととも
にトランジスタ１５３を非導通にする。従つて、トラン
ジスタ１５３のコレクタ電圧が増大し、トランジスタ１
２５が導通し、６０Ｅ１ｚの作動に必要な充電電流が電
流源１２３からトランジスタ１２５に流れ、５１ｚの作
動に必要な電流源１２２の電流のみがコンデンサＣに流
れる。この第７図の回路においては、端子１７０におけ
るセツトパルスによりある間隔で６０Ｕｚの作動を達成
しようとする。しかしこの６０Ｕｚの作動はコンデンサ
Ｃ２の電圧が分圧器１６１，１６２によつて決まる切換
え値１４を越えている期間の間は差動増幅器１４４，１
４５によつて防止され、５０Ｈｚの作動が抵抗１６５を
経る制御により達成され、この５０日ｚの作動がトラン
ジスタ１５３，１５４を有するスイツチング段の自続型
構造により維持される。６０ＥＩｚの周波数を有する同
期パルスが現われると、トランジスタ１４４が非導通と
なり、トランジスタ１４５，１４８および１５０が導通
し、従つてトランジスタ１５２が遮断し、セツトパルス
により抵抗１６６を経てスイツチング段１５３，１５４
を６０Ｖ１ｚの状態に調整することができ、従つてこの
スイツチング段がこの状態に維持される。

第７図に示す回路も集積化技術で構成するのが好適であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による回路の一例を示す回路図、第２図
は本発明による回路で生じる波形を示す線図、第３図は
本発明による回路の他の例を示す回路図、第４図は本発
明による回路の一適用例を示すプロツク線図、第５図は
本発明による回路の更に他の例を示すプロツク線図、第
６図は第５図に示す回路に生じるのこぎり波電圧の変化
を示す波形図、第７図は第５図に示す回路を詳細に示す
回路図である。 １・・・・・・出力端子、２，３・・・・・・電源端子
、４５・・・・・・同期信号源、５０・・・・・・電流
源、１０２，１０６・・・・・・充電回路、１０４，１
０５・・・・・・同期信号検波器、１０７・・・・・・
スイツチング段、１２６・・・・・・放電回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１のしきい値電圧に達するまで第１の電流により
   コンデンサを充電し、第２のしきい値に達するまで第２
   の電流により前記のコンデンサを放電させることにより
   前記のコンデンサの端子間にのこぎり波状の電圧を発生
   させ、前記のコンデンサに供給される電流の方向を、好
   適には強度をも、しきい値電圧に達する瞬時に切換え、
   第１および第２のしきい値電圧間の差と、充電および放
   電電流とによつて発生されるのこぎり波状の電圧の自走
   周波数を決定するようにしたのこぎり波電圧発生回路に
   おいて、同期信号の存在および周波数の双方またはいず
   れか一方を決定する同期信号検波器による影響の下で前
   記の自走周波数を切換えうるようにし、コンデンサ充電
   作動の２つの切換え瞬時の少くとも一方を、ほぼ一定の
   公称繰返し周波数を有する供給される同期信号により決
   定し、これによりのこぎり波電圧を同期信号により同期
   せしめうるようにしたことを特徴とするのこぎり波電圧
   発生回路。 ２ 特許請求の範囲１記載ののこぎり波電圧発生回路に
   おいて、同期信号の存在を同期信号検波器により決定し
   、同期信号が存在しない場合に、のこぎり波状電圧の自
   走周波数がほぼ公称繰返し周波数に等しくなる第１切換
   状態が得られ、同期信号が存在する場合に、のこぎり波
   状電圧の自走周波数が公称周波数よりも低くなる第２切
   換状態が得られるようにしたことを特徴とするのこぎり
   波電圧発生回路。 ３ 特許請求の範囲２記載ののこぎり波電圧発生回路に
   おいて、のこぎり波状電圧を基準電圧と比較することに
   より、第１切換状態において、のこぎり波状電圧が第１
   しきい値電圧に達した際にコンデンサの放電を開始させ
   るとともに、前記の基準電圧を第２しきい値電圧に切換
   え、のこぎり波状電圧が第２しきい値電圧に達した際に
   コンデンサの充電を開始させるとともに前記の基準電圧
   を第１しきい値電圧に切換え、充電電流および放電電流
   をそれぞれほぼ一定とし、第１および第２しきい値電圧
   間の差を第２切換え状態においては第１切換え状態の場
   合よりも大きくしたことを特徴とするのこぎり波電圧発
   生回路。 ４ 特許請求の範囲２記載ののこぎり波電圧発生回路に
   おいて、のこぎり波電圧を基準電圧と比較することによ
   り、第１切換状態において、のこぎり波状電圧が第１し
   きい値電圧に達した際にコンデンサの放電を開始させる
   とともに前記の基準電圧を第２しきい値電圧に切換え、
   のこぎり波状電圧が第２しきい値電圧に達した際にコン
   デンサの充電を開始させるとともに前記の基準電圧を第
   １しきい値電圧に切換え、第１および第２しきい値電圧
   間の差をほぼ一定とし、充電電流および放電電流がのこ
   ぎり波電圧発生回路の第２切換え状態においてその第１
   切換え状態の場合よりも低い強度を有するようにしたこ
   とを特徴とするのこぎり波電圧発生回路。 ５ 特許請求の範囲１ないし４のいずれか１つに記載の
   のこぎり波電圧発生回路において、同期信号源を、間接
   同期ループの一部分を構成する発振器により発生させら
   れる信号をパルス列に変換するパルス整形器とし、この
   パルス列の各パルスの縁部の位相を、発生させられるの
   こぎり波状電圧が供給される回路段における負荷に応じ
   て制御し、前記のパルスの縁部によりのこぎり波電圧発
   生回路を直接同期化させるようにしたことを特徴とする
   のこぎり波電圧発生回路。 ６ 特許請求の範囲１記載ののこぎり波電圧発生回路に
   おいて、同期パルスの周波数が第１の低い方の値に相当
   するか第２の高い方の値に相当するかは同期信号検波器
   により決定し、第２の周波数値においてのこぎり波コン
   デンサの充電電流を、好適には放電電流をも増大させ、
   双方の値の周波数でのこぎり波状電圧の振幅がほぼ同じ
   となるようにしたことを特徴とするのこぎり波電圧発生
   回路。 ７ 特許請求の範囲６記載ののこぎり波電圧発生回路に
   おいて、放電電流を双方の周波数の比に応じて増大させ
   るようにしたことを特徴とするのこぎり波電圧発生回路
   。