JPS591066B2 - 定電圧電源装置の起動方式 - Google Patents
定電圧電源装置の起動方式Info
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- JPS591066B2 JPS591066B2 JP53165025A JP16502578A JPS591066B2 JP S591066 B2 JPS591066 B2 JP S591066B2 JP 53165025 A JP53165025 A JP 53165025A JP 16502578 A JP16502578 A JP 16502578A JP S591066 B2 JPS591066 B2 JP S591066B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
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- Y10S323/901—Starting circuits
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、定電圧電源装置の起動方式に関し、 。
特にパワー、オシレータを備え、２段階起動を行う定電
圧電源装置の起動方式に関するものである。スイッチン
グ、レギュレータは、よく知られているように、誤差増
幅器、信号変調回路等を備えたコントロール部、パワー
、スイッチング、トランジスタを、駆動するドライバ
部、高耐圧高速スイッチング、トランジスタを備えたス
イッチング部（チョッパ回路）、高周波トランスで降圧
されたパルスを整流する整流部、平滑回路を備えたフィ
ルタ部、および入力部の６つの部分から構成される。特
に、ライン、オペレーション方式（入力直接整流方式）
のスイッチング、レギュレータは、第１図に示すように
、コントロール部１、ドライバ部２、スイッチング部（
チョッパ部）３、整流部４、フィルタ部５、および入力
部６で表わされる。
圧電源装置の起動方式に関するものである。スイッチン
グ、レギュレータは、よく知られているように、誤差増
幅器、信号変調回路等を備えたコントロール部、パワー
、スイッチング、トランジスタを、駆動するドライバ
部、高耐圧高速スイッチング、トランジスタを備えたス
イッチング部（チョッパ回路）、高周波トランスで降圧
されたパルスを整流する整流部、平滑回路を備えたフィ
ルタ部、および入力部の６つの部分から構成される。特
に、ライン、オペレーション方式（入力直接整流方式）
のスイッチング、レギュレータは、第１図に示すように
、コントロール部１、ドライバ部２、スイッチング部（
チョッパ部）３、整流部４、フィルタ部５、および入力
部６で表わされる。
すなわち、商用電源（交流）入力ＰＩＮを直接入力部６
で整流し、高耐圧電解コンデンサＣｌに工不ルギを蓄え
、その直流電圧をスイッチング部３において約２０ＫＨ
２のスイッチング周波数でスイッチし、高周波トランス
Ｔを通して整流部４およびフィルタ部５に安定したエネ
ルギを供給する。入カニ不ルギを出力側に伝達する時間
幅を制御するため、コントロール部１が設けられる。誤
差増幅器（電圧比較器）ＡＭＰで出力電圧Ｖ１を基準電
圧Ｖｒｅｆと比較した後、パルス幅制御方式、周波数制
御方式ではそれぞれパルス幅と周波数に変換するコンバ
ータＧＮＶが必要であわ、また他励式開閉制御方式では
コンバータＣＮＶのかわりに発振器が必要であるが、自
励式開閉制御方式では電圧比較器ＡＭＰにヒステリシス
を持たせて、ドライバ部２に直結する。また、第１図で
は、安定化された出力が１系統のみであわ、出力Ｖ１に
各種の機器、例えばモータ、ソレノイド、プリアンプ等
をまとめて接続する場合には、１つの機器（例えばモー
タ）に急激な電流が流れたとき、他の機器に与える影響
が大きい。
で整流し、高耐圧電解コンデンサＣｌに工不ルギを蓄え
、その直流電圧をスイッチング部３において約２０ＫＨ
２のスイッチング周波数でスイッチし、高周波トランス
Ｔを通して整流部４およびフィルタ部５に安定したエネ
ルギを供給する。入カニ不ルギを出力側に伝達する時間
幅を制御するため、コントロール部１が設けられる。誤
差増幅器（電圧比較器）ＡＭＰで出力電圧Ｖ１を基準電
圧Ｖｒｅｆと比較した後、パルス幅制御方式、周波数制
御方式ではそれぞれパルス幅と周波数に変換するコンバ
ータＧＮＶが必要であわ、また他励式開閉制御方式では
コンバータＣＮＶのかわりに発振器が必要であるが、自
励式開閉制御方式では電圧比較器ＡＭＰにヒステリシス
を持たせて、ドライバ部２に直結する。また、第１図で
は、安定化された出力が１系統のみであわ、出力Ｖ１に
各種の機器、例えばモータ、ソレノイド、プリアンプ等
をまとめて接続する場合には、１つの機器（例えばモー
タ）に急激な電流が流れたとき、他の機器に与える影響
が大きい。
したがつて、系統の数だけ安定化回路が必要であるが、
出力側にそれぞれ設けることなく、１つの安定化回路の
出力を電源として発振するパワーオシレータを設けて、
そのオシレータの出力から多出力安定化電圧を得る電源
装置が用いられる。
出力側にそれぞれ設けることなく、１つの安定化回路の
出力を電源として発振するパワーオシレータを設けて、
そのオシレータの出力から多出力安定化電圧を得る電源
装置が用いられる。
このようなパワー．オシレータを有する電源装置では、
従来、電源投入と同時にパワー・オシレータを発振させ
、２次側出力電圧を検知してチヨツパ回路に帰環させる
ことにより安定化出力を得ているが、チヨツパの立上り
電圧の設定は、所要の電圧より高く出力するように設定
され、２次側出力における検知によつての枦規制されて
いる。したがつて、電源の起動時に、過電圧が出力され
る危険性が高い。本発明の目的は、このような欠点を除
去し、過電圧を発生することなく、安定して定電圧電源
装置を起動させることにある。
従来、電源投入と同時にパワー・オシレータを発振させ
、２次側出力電圧を検知してチヨツパ回路に帰環させる
ことにより安定化出力を得ているが、チヨツパの立上り
電圧の設定は、所要の電圧より高く出力するように設定
され、２次側出力における検知によつての枦規制されて
いる。したがつて、電源の起動時に、過電圧が出力され
る危険性が高い。本発明の目的は、このような欠点を除
去し、過電圧を発生することなく、安定して定電圧電源
装置を起動させることにある。
本発明に｝いては、チヨツパ部どチヨツパ・コントロー
ル部を備えた電圧安定化回路、該電圧安定化回路の出力
を電源として発振するパワー．オシレータ、該パワー．
オシレータの２次側出力から多出力電圧を得る回路、｝
よび２次側出力電圧を検出して上記チヨツパ・コントロ
ール部に帰環する回路を有する定電圧電源装置に卦いて
、上記チヨツパ・コントロール部は分割抵抗とフオト．
トランジスタとの並列合成抵抗の端子電圧を入力とし、
また上記帰環回路はフオト・カプラと該フオト・カプラ
の発光ダイオードの，駆動部から形成され、該フオト．
カプラの受光部を形成する上記フオト・トランジスタは
パワー・オシレータの２次側出力電圧が低いほどコレク
タ．エミツタ間抵抗を低下させることにより上記目的を
達成している以下、図面により本発明の詳細を説明する
。
ル部を備えた電圧安定化回路、該電圧安定化回路の出力
を電源として発振するパワー．オシレータ、該パワー．
オシレータの２次側出力から多出力電圧を得る回路、｝
よび２次側出力電圧を検出して上記チヨツパ・コントロ
ール部に帰環する回路を有する定電圧電源装置に卦いて
、上記チヨツパ・コントロール部は分割抵抗とフオト．
トランジスタとの並列合成抵抗の端子電圧を入力とし、
また上記帰環回路はフオト・カプラと該フオト・カプラ
の発光ダイオードの，駆動部から形成され、該フオト．
カプラの受光部を形成する上記フオト・トランジスタは
パワー・オシレータの２次側出力電圧が低いほどコレク
タ．エミツタ間抵抗を低下させることにより上記目的を
達成している以下、図面により本発明の詳細を説明する
。
第２図は、本発明の実施例を示す定電圧電源装置の構成
図である。第２図では、ライン．オペレータ方式のスイ
ツチング・レギユレータと、そのスイツチング．レギユ
レータの出力で発振するパワーオシレータ８と、トラン
スＴと、トランス２次側に接続された複数の出力部が設
けられている。
図である。第２図では、ライン．オペレータ方式のスイ
ツチング・レギユレータと、そのスイツチング．レギユ
レータの出力で発振するパワーオシレータ８と、トラン
スＴと、トランス２次側に接続された複数の出力部が設
けられている。
商用電源ＰＩＮを入力部に｝いてそのまま整流平滑し、
その出力をコントロール部の増幅器Ａｍｐ１により制御
してドライバ部のトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５を駆動さ
せ、チヨツパ回路のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３を開閉
させる。
その出力をコントロール部の増幅器Ａｍｐ１により制御
してドライバ部のトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５を駆動さ
せ、チヨツパ回路のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３を開閉
させる。
そして、フライホイール・ダイオードＤ１ ，チヨーク
・コイルＬ１｝よびコンデンサＣ５よりなる平滑フイル
タ部で直流化して定電圧を得て、パワー．オシレータ８
の供給電源を安定化している。このとき、チヨツバ回路
からの直流出力は、分割抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で与えられ
る電圧と基準電圧Ｖｒｅｆｉとを増幅器Ａｍｐ１で比較
し、チヨツパ回路の開閉のデユーテイ比を制御すること
により、次式で示される電圧Ｖｄを出力する。
・コイルＬ１｝よびコンデンサＣ５よりなる平滑フイル
タ部で直流化して定電圧を得て、パワー．オシレータ８
の供給電源を安定化している。このとき、チヨツバ回路
からの直流出力は、分割抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で与えられ
る電圧と基準電圧Ｖｒｅｆｉとを増幅器Ａｍｐ１で比較
し、チヨツパ回路の開閉のデユーテイ比を制御すること
により、次式で示される電圧Ｖｄを出力する。
本発明では、この出力電圧Ｖｄ所要の電圧よジも低い電
圧（所定市圧の８０〜９０％）に設定して｝くのである
。
圧（所定市圧の８０〜９０％）に設定して｝くのである
。
次に、チヨツパ回路が起動すると、その出力によりトラ
ンジスタ．インバータ等で構成されるパワー．オシレー
タ８が発振し、トランスＴの２次側に低い電圧を出力す
る。
ンジスタ．インバータ等で構成されるパワー．オシレー
タ８が発振し、トランスＴの２次側に低い電圧を出力す
る。
出力部では、各系列ごとにダイオードＤ２〜Ｄ７により
整流し、さらにＬＣ平滑フイルタにより平滑化して複数
の出力Ｖ１ ？Ｖ２ラ−Ｖ２を得る。２次側に直流電圧
が出力されると、第２コントロール部の増幅器Ａｍｐ２
が起動し、出力電圧の１系統、例えぱＶ１の出力電圧（
分圧出力）と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、出力電圧
Ｖ１の方が低い場合にはフオト・カプラＰＣの発光ダイ
オードを点灯し、１次側の第１コントロール部、つまり
増幅器Ａｍｐ１の誤差電圧検出部に帰環して、チヨツパ
出力電圧を上昇させるように動作する。
整流し、さらにＬＣ平滑フイルタにより平滑化して複数
の出力Ｖ１ ？Ｖ２ラ−Ｖ２を得る。２次側に直流電圧
が出力されると、第２コントロール部の増幅器Ａｍｐ２
が起動し、出力電圧の１系統、例えぱＶ１の出力電圧（
分圧出力）と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、出力電圧
Ｖ１の方が低い場合にはフオト・カプラＰＣの発光ダイ
オードを点灯し、１次側の第１コントロール部、つまり
増幅器Ａｍｐ１の誤差電圧検出部に帰環して、チヨツパ
出力電圧を上昇させるように動作する。
ここで、フオト．カプラＰＣの発光ダイオードの５駆動
電流は、２次側出力電圧が低いほど多く流れ、受光用フ
オト・トランジスタのコレクタ・エミツタ間抵抗をトげ
る。フオト・トランジスタの導通により、１次側の誤差
電圧検出用分割抵抗Ｒ１５に並列回路が形成されるため
、分割電圧が低下して比較器として動作する増幅器Ａｍ
ｐ１の動作を制御する。すなわち、第１コントロール部
は、分割電圧が低いほど、チヨツパ出力電圧を上昇させ
るように、ドライバ部を制御する。分割抵抗Ｒ１．とフ
オト・トランジスタの並列合成抵抗をＲ１５′とすると
、チヨツパ回路の出力電圧Ｖｏは次の式で表わされる。
電流は、２次側出力電圧が低いほど多く流れ、受光用フ
オト・トランジスタのコレクタ・エミツタ間抵抗をトげ
る。フオト・トランジスタの導通により、１次側の誤差
電圧検出用分割抵抗Ｒ１５に並列回路が形成されるため
、分割電圧が低下して比較器として動作する増幅器Ａｍ
ｐ１の動作を制御する。すなわち、第１コントロール部
は、分割電圧が低いほど、チヨツパ出力電圧を上昇させ
るように、ドライバ部を制御する。分割抵抗Ｒ１．とフ
オト・トランジスタの並列合成抵抗をＲ１５′とすると
、チヨツパ回路の出力電圧Ｖｏは次の式で表わされる。
つまり、このとき所要の出力電圧まで立上げるのである
。
。
な｝、第２図における基準電圧Ｖｒｅｆｌ，ｒｅｆ２は
、各々定電圧回路から供給され、また出力電圧の微調整
は２次側回路の可変抵抗ＶＲにより行われる。
、各々定電圧回路から供給され、また出力電圧の微調整
は２次側回路の可変抵抗ＶＲにより行われる。
第３図は、第２図の定電圧電源装置の起動特性曲線図で
ある。
ある。
従来は、電源投入時、短時間で所要の出力電圧ＶＯまで
立上るため、過電圧が出力され易い。
立上るため、過電圧が出力され易い。
しかし、本発明では、第３図の曲線で示すように、最初
Ｖｌの電圧まで立上げ、出力部の増幅器Ａｍｐ２が起動
した時点ｔ１で所要の出力電圧ＶＯまで立上るため、チ
ヨツパ起動時に出力側に過電圧の発生する危険性が少く
、安定した起動が行える。次に、本発明に直接関係はな
いが、第２図の定電圧電源装置に訃ける各部の動作を説
明する。
Ｖｌの電圧まで立上げ、出力部の増幅器Ａｍｐ２が起動
した時点ｔ１で所要の出力電圧ＶＯまで立上るため、チ
ヨツパ起動時に出力側に過電圧の発生する危険性が少く
、安定した起動が行える。次に、本発明に直接関係はな
いが、第２図の定電圧電源装置に訃ける各部の動作を説
明する。
先ず、入力部に卦いては、第２図に示すように、ノイズ
．フイルタ７を接続して、外来ノイズを除去している。
第４図は、第２図に卦けるノイズ．フイルタの構成図訃
よび従来例との比較図である。
．フイルタ７を接続して、外来ノイズを除去している。
第４図は、第２図に卦けるノイズ．フイルタの構成図訃
よび従来例との比較図である。
従来は、第４図ｂに示すように、チヨーク．コイル２個
と等価の平衡トランスＴ，を用い、商用市源入力ＰＩＮ
のラインに重畳されて到来するノーマル．モード．ノイ
ズをトランスＴ，とコンデンサＣ４で吸収し、スイツチ
ング．レギユレータ１０自身が出すノイズをトランスＴ
１とコンデンサＣｌ，Ｃ２により阻止し、またコモン．
モード．ノイズをコンデンサＣ１とＣ２の接続点をアー
スして吸収している。
と等価の平衡トランスＴ，を用い、商用市源入力ＰＩＮ
のラインに重畳されて到来するノーマル．モード．ノイ
ズをトランスＴ，とコンデンサＣ４で吸収し、スイツチ
ング．レギユレータ１０自身が出すノイズをトランスＴ
１とコンデンサＣｌ，Ｃ２により阻止し、またコモン．
モード．ノイズをコンデンサＣ１とＣ２の接続点をアー
スして吸収している。
一般には、チヨーク・コイルでの銅損を減少するため、
鉄心を有するチヨークを使用して巻数を減らしているが
、鉄心材料での磁気飽和を防ぐため巻線に流れる負荷電
流により発生する鉄心内磁束を２巻線で相殺するように
接続している。
鉄心を有するチヨークを使用して巻数を減らしているが
、鉄心材料での磁気飽和を防ぐため巻線に流れる負荷電
流により発生する鉄心内磁束を２巻線で相殺するように
接続している。
ところで、スイツチング．レギユレータ１０等の負荷か
らラインＬＬ，，ＬＬ２に同相で到来するノイズの発生
が大きい場合には、トランスＴ１のインダクタンスを大
きくするか、コンデンサＣ２ｌ，Ｃ２２の容量を大きく
するこにより阻止できるが、トランスＴ１のインダクタ
ンスを大きくすると、鉄心の直流重畳特性を艮好に保つ
ために鉄心を大きくする必要があり、一方、コンデンサ
Ｃ２ｌ，Ｃ２２の容量を大きくすると、漏洩電流が増加
する。第２図の回路においては、第４図ａに示すように
、平衡トランスＴ１の１巻線と並列にコンデンサＣｌｌ
を接続し、雑音の周波数で共振するような常数を選ぶこ
とにより、雑音周波数でのインピーダンスを大きくして
ラインＬＬｌ，ＬＬ２への漏洩を少くしている。
らラインＬＬ，，ＬＬ２に同相で到来するノイズの発生
が大きい場合には、トランスＴ１のインダクタンスを大
きくするか、コンデンサＣ２ｌ，Ｃ２２の容量を大きく
するこにより阻止できるが、トランスＴ１のインダクタ
ンスを大きくすると、鉄心の直流重畳特性を艮好に保つ
ために鉄心を大きくする必要があり、一方、コンデンサ
Ｃ２ｌ，Ｃ２２の容量を大きくすると、漏洩電流が増加
する。第２図の回路においては、第４図ａに示すように
、平衡トランスＴ１の１巻線と並列にコンデンサＣｌｌ
を接続し、雑音の周波数で共振するような常数を選ぶこ
とにより、雑音周波数でのインピーダンスを大きくして
ラインＬＬｌ，ＬＬ２への漏洩を少くしている。
第４図ａの回路によれば、電源ラインでのインピーダン
スが雑音周波数で高くなり、たとえ大地アースＥをとら
なくても雑音抑制の効果がある。
スが雑音周波数で高くなり、たとえ大地アースＥをとら
なくても雑音抑制の効果がある。
一般に、スイツチング・レギユレータ１０からの雑音は
、特定周波数で大きく出る場合が多いので、第４図ａの
回路は商用電源ラインへの雑音漏洩の抑制に有効である
。いま、平衡トランスＴ１の巻線インダクタンスをＬと
すると、雑音の周波数Ｆｒは次式で示すように設定され
る。
、特定周波数で大きく出る場合が多いので、第４図ａの
回路は商用電源ラインへの雑音漏洩の抑制に有効である
。いま、平衡トランスＴ１の巻線インダクタンスをＬと
すると、雑音の周波数Ｆｒは次式で示すように設定され
る。
なお、第４図ｃは、平衡トランスＴ１と等価なチヨーク
．コイルを接続した回路図である。
．コイルを接続した回路図である。
次に、第２図に戻り、ノイズ．フイルタ７を通つた商用
電源入力ＰＩＮは４個のダイオードで整流され、コンデ
ンサＣ１、で平滑されて直流になる。しかし、この場合
、商用電源の尖頭電圧は１４０Ｖまで上昇し、コンデン
サＣ１への充電電流が大きくなるため（約１００Ａ）、
電源スイツチＳＷや整流器の破損を引起す原因となる。
そこで、コンデンサＣ１への充電回路内に直流抵抗Ｒ１
を挿入し、電流制限を行い、充電後、サイリスタＳＣＲ
ｌにより抵抗Ｒ１の両端を短絡し、定常状態での電力損
失を減らしている。な卦、サイリスタＳＣＲ，のゲート
・トリガ．パルスは、パワー．オシレータ８の発振出力
から取込む。次に、負荷に過電流が流れた場合には、商
用電源入力を整流、平滑した後に、直流抵抗Ｒ４が挿入
されて訃り、過電流によりこの抵抗Ｒ４の両端に高い降
下電圧が発生するため、サイリスタＳＣ？のゲート電圧
も高くなつてサイリスタＳＣＲ２を導通させる。その場
合、抵抗Ｒ４の両端電圧は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３
による積分回路を経てゲートに入力するので、インパル
ス・ノイズによつて誤動作することはなく、ある一定時
間以上過電流が流れたときに始めてサイリスタＳＣＲ２
を導通させる。サイリスタＳＣＲ２が導通すると、増幅
？Ａｍｐｌ，トランジスタＴｒ，の供給電圧が短絡され
るため、チヨツパ・スイツチング．トランジスタＴｒｌ
〜Ｔｒ３を導通できなくなる。
電源入力ＰＩＮは４個のダイオードで整流され、コンデ
ンサＣ１、で平滑されて直流になる。しかし、この場合
、商用電源の尖頭電圧は１４０Ｖまで上昇し、コンデン
サＣ１への充電電流が大きくなるため（約１００Ａ）、
電源スイツチＳＷや整流器の破損を引起す原因となる。
そこで、コンデンサＣ１への充電回路内に直流抵抗Ｒ１
を挿入し、電流制限を行い、充電後、サイリスタＳＣＲ
ｌにより抵抗Ｒ１の両端を短絡し、定常状態での電力損
失を減らしている。な卦、サイリスタＳＣＲ，のゲート
・トリガ．パルスは、パワー．オシレータ８の発振出力
から取込む。次に、負荷に過電流が流れた場合には、商
用電源入力を整流、平滑した後に、直流抵抗Ｒ４が挿入
されて訃り、過電流によりこの抵抗Ｒ４の両端に高い降
下電圧が発生するため、サイリスタＳＣ？のゲート電圧
も高くなつてサイリスタＳＣＲ２を導通させる。その場
合、抵抗Ｒ４の両端電圧は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３
による積分回路を経てゲートに入力するので、インパル
ス・ノイズによつて誤動作することはなく、ある一定時
間以上過電流が流れたときに始めてサイリスタＳＣＲ２
を導通させる。サイリスタＳＣＲ２が導通すると、増幅
？Ａｍｐｌ，トランジスタＴｒ，の供給電圧が短絡され
るため、チヨツパ・スイツチング．トランジスタＴｒｌ
〜Ｔｒ３を導通できなくなる。
したがつて、過電流が流れると、パワー．オシレータ８
の動作も停止 １され、２次側への出力も停止される。
次に、トランスＴの２次側出力部の動作を説明する。
の動作も停止 １され、２次側への出力も停止される。
次に、トランスＴの２次側出力部の動作を説明する。
２次側出力の安定化は、第２コントロール部の増幅器Ａ
ｍｐ２により、基準電圧゛Ｖｒｅｆ２♂出力 １電圧１
を抵抗Ｒｌ６とＲｌ７で分圧された電圧を比較して、ア
ナログ電圧としてフオト．カプラＰＣに供給し、チヨツ
パ回路に帰環している。
ｍｐ２により、基準電圧゛Ｖｒｅｆ２♂出力 １電圧１
を抵抗Ｒｌ６とＲｌ７で分圧された電圧を比較して、ア
ナログ電圧としてフオト．カプラＰＣに供給し、チヨツ
パ回路に帰環している。
増幅器Ａｍｐ２が電源電圧を出力Ｖ２より供給されて起
動する場合、基準電圧Ｖｒｅｆ２から増幅器 ２Ａｍ
ｐ２への入力を遅くして立上りを円滑にするため、抵抗
Ｒｌ９，コンデンサＣｌＯの遅延回路を設けている。次
に、２次側出力電圧が低下したとき、これを検出して電
源供給を停止する必要があるが、もし２この監視をツエ
ナ・ダイオードあるいは比較器で行うならば、別回路を
設けなければならず、また単純にツエナ．ダイオードで
検出するときには、ツエナ電圧のバラツキがそのまま検
出電圧のバラツキとなつて、高精度の検出は不可能とな
る。
動する場合、基準電圧Ｖｒｅｆ２から増幅器 ２Ａｍ
ｐ２への入力を遅くして立上りを円滑にするため、抵抗
Ｒｌ９，コンデンサＣｌＯの遅延回路を設けている。次
に、２次側出力電圧が低下したとき、これを検出して電
源供給を停止する必要があるが、もし２この監視をツエ
ナ・ダイオードあるいは比較器で行うならば、別回路を
設けなければならず、また単純にツエナ．ダイオードで
検出するときには、ツエナ電圧のバラツキがそのまま検
出電圧のバラツキとなつて、高精度の検出は不可能とな
る。
３第２図においては、記載が省略されているが、第
５図に示すような回路を設けて、出力電圧低下のときに
供給を規制し、負荷となる機器を保護している。第５図
ｂに示すように、商用電源入力ＰＩＮを３整流平滑し、
チヨツパ回路３により降圧して電圧を安定化し、その出
力でパワー・オシレータ８を高周波で発振させ、その出
力を高周波トランスＴにより絶縁して、２次側に多出力
を得ている。
５図に示すような回路を設けて、出力電圧低下のときに
供給を規制し、負荷となる機器を保護している。第５図
ｂに示すように、商用電源入力ＰＩＮを３整流平滑し、
チヨツパ回路３により降圧して電圧を安定化し、その出
力でパワー・オシレータ８を高周波で発振させ、その出
力を高周波トランスＴにより絶縁して、２次側に多出力
を得ている。
そして、２次側出力の１部の電圧を検知し、チ４ｃヨツ
パ制御回路１に帰環させて所定の出力を得ている。第５
図ａは、出力電圧低下を規制するための回路の基本構成
を示すプロツク図である。
パ制御回路１に帰環させて所定の出力を得ている。第５
図ａは、出力電圧低下を規制するための回路の基本構成
を示すプロツク図である。
安定化回路１１の出力を誤差電圧検出増幅器１２で検出
して安定化回路１１に帰環する場合に、低電圧検出回路
１４において常時その帰環出力を監視し、出力電圧０Ｕ
Ｔの低下を検出したときには、オア・ゲート１５を経て
開閉器駆動回路１６を動作させ、開閉器１７をオフにし
て出力０ＵＴを遮断する。
して安定化回路１１に帰環する場合に、低電圧検出回路
１４において常時その帰環出力を監視し、出力電圧０Ｕ
Ｔの低下を検出したときには、オア・ゲート１５を経て
開閉器駆動回路１６を動作させ、開閉器１７をオフにし
て出力０ＵＴを遮断する。
また、安定化回路１１の出力は遅延回路１３を通して開
閉器１駆動回路１６に接続されており、したがつて、電
源投入後、ある一定時間、開閉器１７をオンにさせない
ようにしている。第５図ＡＶＣ卦ける誤差電圧検出増幅
器１２が第５図ｂでは増幅器Ａｍｐ２であり、また遅延
回路１３は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ５であり、低電圧検
出回路１４はツエナ．ダイオードＺＤｌであり、開閉器
１駆動回路１６はトランジスタＴｒ２であり、開閉器１
７はリレーＲＹと接点Ｓである。
閉器１駆動回路１６に接続されており、したがつて、電
源投入後、ある一定時間、開閉器１７をオンにさせない
ようにしている。第５図ＡＶＣ卦ける誤差電圧検出増幅
器１２が第５図ｂでは増幅器Ａｍｐ２であり、また遅延
回路１３は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ５であり、低電圧検
出回路１４はツエナ．ダイオードＺＤｌであり、開閉器
１駆動回路１６はトランジスタＴｒ２であり、開閉器１
７はリレーＲＹと接点Ｓである。
第５図ｂに｝いて、出力電圧Ｖ１は可変抵抗ＶＲの調整
により所定電圧に設定されている。
により所定電圧に設定されている。
いま、抵抗Ｒ１とＲ２の並列抵抗より抵抗Ｒ３の方が大
きく、また抵抗Ｒ３よりＲ５の方が大きいとき、出力電
圧１が△Ｖ１だけ低下したとき増幅器Ａｍｐ２の出力の
変化△ＶＯは次式で表わされる。また、抵抗Ｒｌ，Ｒ２
を調整して、△ＶＯ〉△Ｖ１に設定することができ、増
幅器Ａｍｐ２の出力Ｖ。
きく、また抵抗Ｒ３よりＲ５の方が大きいとき、出力電
圧１が△Ｖ１だけ低下したとき増幅器Ａｍｐ２の出力の
変化△ＶＯは次式で表わされる。また、抵抗Ｒｌ，Ｒ２
を調整して、△ＶＯ〉△Ｖ１に設定することができ、増
幅器Ａｍｐ２の出力Ｖ。
は定常状態での出力をＶ。とすれば、次のように表わさ
れる。この電圧が、ツエナ．ダイオードＺＤのツエナ電
圧、ダイオードＤ，の降下電圧およびトランジスタＴｒ
ｌのペース・ダイオード降ト電圧の総和より大きくなつ
たとき、トランジスタＴｒｌはオンとなり、トランジス
タＴｒ２をオフさせてリレーＲＹをオフさせるので、そ
の接点ｓが開放して出力Ｖ１の供給は遮断される。
れる。この電圧が、ツエナ．ダイオードＺＤのツエナ電
圧、ダイオードＤ，の降下電圧およびトランジスタＴｒ
ｌのペース・ダイオード降ト電圧の総和より大きくなつ
たとき、トランジスタＴｒｌはオンとなり、トランジス
タＴｒ２をオフさせてリレーＲＹをオフさせるので、そ
の接点ｓが開放して出力Ｖ１の供給は遮断される。
このように、第５図ｂでは、出力電圧Ｖ１を直接ツエナ
．ダイオードで検出することなく、増幅された電圧をツ
エナ・ダイオードＺＤで検出しているので、ツエナ電圧
のバラツキは軽減される。
．ダイオードで検出することなく、増幅された電圧をツ
エナ・ダイオードＺＤで検出しているので、ツエナ電圧
のバラツキは軽減される。
次に、２次側出力に過電圧が現われたときの保護対策に
ついて説明する。従来は、第６図ａに示すような抵抗分
割による過電圧検出、あるいは第６図ｂに示すようなＣ
Ｒによるシーケンスにより過電圧検出を行つているので
、別々にトランジスタが必要であり、構成も複雑になる
。
ついて説明する。従来は、第６図ａに示すような抵抗分
割による過電圧検出、あるいは第６図ｂに示すようなＣ
Ｒによるシーケンスにより過電圧検出を行つているので
、別々にトランジスタが必要であり、構成も複雑になる
。
第２図に示す本発明の電源装置では、第６図ｃに示すよ
うな保護回路を付加することができる。
うな保護回路を付加することができる。
第６図ｃに｝いて、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ５は電源投
入時からの遅延時間を設定するＣＲ回路であり、また抵
抗Ｒ４ｌＲ５９Ｒ７ラＲｌＯが過電圧検出用トランジス
タＴｒｌのコレクタ電流と、トランジスタＴｒ３のオン
．オフ時の検出レベルを設定している。さらに、Ｚ１は
過電圧検出用ツエナ．ダイオード、Ｄ１は外部信号Ｓ１
からの逆流防止用ダイオード、Ｄ２はレベル．シフト用
のダイオードである。入力電圧Ｅｉｎがツエナ．ダイオ
ードＺ１のツエナ電圧を越えた場合にツエナ電流が流れ
、ダイオードＤ１、抵抗Ｒｌ，ダイオードＤ２を通りト
ランジスタＴｒｌのベースに流込む。
入時からの遅延時間を設定するＣＲ回路であり、また抵
抗Ｒ４ｌＲ５９Ｒ７ラＲｌＯが過電圧検出用トランジス
タＴｒｌのコレクタ電流と、トランジスタＴｒ３のオン
．オフ時の検出レベルを設定している。さらに、Ｚ１は
過電圧検出用ツエナ．ダイオード、Ｄ１は外部信号Ｓ１
からの逆流防止用ダイオード、Ｄ２はレベル．シフト用
のダイオードである。入力電圧Ｅｉｎがツエナ．ダイオ
ードＺ１のツエナ電圧を越えた場合にツエナ電流が流れ
、ダイオードＤ１、抵抗Ｒｌ，ダイオードＤ２を通りト
ランジスタＴｒｌのベースに流込む。
いま、ダイオードＤｌ，Ｄ２の順方向の各降下電圧をＶ
ｒｌツエナ電圧Ｖ７．とすると、検出レベルＶ８は次式
で表わされる。
ｒｌツエナ電圧Ｖ７．とすると、検出レベルＶ８は次式
で表わされる。
トランジスタＴｒｌがオンすると、Ｔｒｌのコレクタ電
圧は０ｖとなり、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３はオフ状
態となつて、リレーＲＬの動作を切断する。
圧は０ｖとなり、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３はオフ状
態となつて、リレーＲＬの動作を切断する。
第６図ｄは、第６図ｃの他の実施例を示す検出部の回路
図であり、抵抗分割により検出している。
図であり、抵抗分割により検出している。
なお、外部信号Ｓ１がないときには、すべてのダイオー
ドＤ１〜Ｄ３は不要となる。第６図ｃの場合、アナログ
信号Ｓ１が入力するように設定されており、ツエナ．ダ
イオードＺ２によりレベル．シフトを行うとともに、ダ
イオードＤ３により過電圧検出用の信号に影響を与えな
いようにする。
ドＤ１〜Ｄ３は不要となる。第６図ｃの場合、アナログ
信号Ｓ１が入力するように設定されており、ツエナ．ダ
イオードＺ２によりレベル．シフトを行うとともに、ダ
イオードＤ３により過電圧検出用の信号に影響を与えな
いようにする。
外部信号Ｓ１の応用例として、電圧制御用の比較器出力
である場合には、第６図ｆに示すように、電源投入（Ｐ
ＷＯＮ）後、電圧コントロール・レベル（ＣＮＴＬＶＬ
）が続き、電源切断（ＰＷＯＦ）により０Ｖとなるが、
ツエナ．・ダイオードＺ２のツエナ電圧Ｖ２２で検出レ
ベルを設定することにより、ツエナ亀圧Ｖ７．２とタイ
オートＤ３の電圧降下分を加えたレベルを越えると、ト
ランジスタＴｒｌがオンする。な訃、第６図ｅは、誤差
電圧検出増幅器Ａｍｐ２の出力に外部信号Ｓの入力端子
を取付けた場合を示す。
である場合には、第６図ｆに示すように、電源投入（Ｐ
ＷＯＮ）後、電圧コントロール・レベル（ＣＮＴＬＶＬ
）が続き、電源切断（ＰＷＯＦ）により０Ｖとなるが、
ツエナ．・ダイオードＺ２のツエナ電圧Ｖ２２で検出レ
ベルを設定することにより、ツエナ亀圧Ｖ７．２とタイ
オートＤ３の電圧降下分を加えたレベルを越えると、ト
ランジスタＴｒｌがオンする。な訃、第６図ｅは、誤差
電圧検出増幅器Ａｍｐ２の出力に外部信号Ｓの入力端子
を取付けた場合を示す。
第６図ｃにおいて、いまＡ点のレベルを４．５に設定す
ると、電源投入時に４．５になるまでは時定数Ｃ５，Ｒ
７によつて立上りが遅れるが、逆に電源切断時には４．
５より下がるとトランジスタＴｒ２がオフするため、立
下りは早い。
ると、電源投入時に４．５になるまでは時定数Ｃ５，Ｒ
７によつて立上りが遅れるが、逆に電源切断時には４．
５より下がるとトランジスタＴｒ２がオフするため、立
下りは早い。
第７図は、第６図ｃの他の回路例を示す図である〜
第７図では、Ｂ点の電位が（Ｅ２−Ｖ１−Ｖ２）となり
、外部信号Ｓ１がＢ点の電圧とダイオードＤ３の順方向
電圧の和の電圧より高くなると、トランジスタＴｒ２は
カツト．オフされ、リレーＲＬがオフされる。
、外部信号Ｓ１がＢ点の電圧とダイオードＤ３の順方向
電圧の和の電圧より高くなると、トランジスタＴｒ２は
カツト．オフされ、リレーＲＬがオフされる。
さらに、過電圧検出部分により（Ｅｉ−Ｖ３）がＢ点の
電圧よりも高くなると、トランジスタＴｒ２はカツト．
オフ状態となる。入力電圧Ｅｉが低すぎる場合は、トラ
ンジスタＴｒｌがカツト．オフとなるため、トランジス
タＴｒ２はオフとなり、リレーＲＬは動作しない。以上
、本発明による定電圧電源装置の各部の動作を詳細に説
明したが、本発明によれば、電源投入時、２段階の電圧
起動を行うので、過電圧を発生することなく、安定して
起動させることができ、必要な出力電圧まで立上げるこ
とができる。
電圧よりも高くなると、トランジスタＴｒ２はカツト．
オフ状態となる。入力電圧Ｅｉが低すぎる場合は、トラ
ンジスタＴｒｌがカツト．オフとなるため、トランジス
タＴｒ２はオフとなり、リレーＲＬは動作しない。以上
、本発明による定電圧電源装置の各部の動作を詳細に説
明したが、本発明によれば、電源投入時、２段階の電圧
起動を行うので、過電圧を発生することなく、安定して
起動させることができ、必要な出力電圧まで立上げるこ
とができる。
第１図はスイツチング．レギユレータの基本構成図、第
２図は本発明の実施例を示す定電圧電源装置の構成図、
第３図は第２図の起動特性曲線図、第４図は第２図のノ
イズ．フイルタの構成図、第５図は第２図における出力
電圧低下規制回路の接続図、第６図は第２図に｝ける２
次側出力の過電圧保護回路の説明図、第７図は第６図の
他の例を示す回路図である。 １・・・コントロール部、２・・・ドライバ部、３・・
・スイツチング部（チヨツパ部）、４・・・整流部、５
・・・フイルタ部、６・・・入力部、７・・・ノイズ・
フイルタ、８・・・パワー、．オシレータ、１０・・・
スイツチング．レギユレータ、１１・・・安定化回路、
１２・・・誤差電圧検出増幅器、１３・・・遅延回路、
１４・・・低電圧検出回路、１５・・・オア．ゲート、
１６・・・開閉器１駆動回路、ＩＴ・・・開閉器、Ｔ・
・・高周波トランス、Ｖｒｅｆ・・・基準電圧、ＣＮＶ
・・・コンバータ、ＤＶ・・・ドライバ、ＰＣ・−・フ
オト・カプラ、ＰＩＮ・・・商用電源入力。
２図は本発明の実施例を示す定電圧電源装置の構成図、
第３図は第２図の起動特性曲線図、第４図は第２図のノ
イズ．フイルタの構成図、第５図は第２図における出力
電圧低下規制回路の接続図、第６図は第２図に｝ける２
次側出力の過電圧保護回路の説明図、第７図は第６図の
他の例を示す回路図である。 １・・・コントロール部、２・・・ドライバ部、３・・
・スイツチング部（チヨツパ部）、４・・・整流部、５
・・・フイルタ部、６・・・入力部、７・・・ノイズ・
フイルタ、８・・・パワー、．オシレータ、１０・・・
スイツチング．レギユレータ、１１・・・安定化回路、
１２・・・誤差電圧検出増幅器、１３・・・遅延回路、
１４・・・低電圧検出回路、１５・・・オア．ゲート、
１６・・・開閉器１駆動回路、ＩＴ・・・開閉器、Ｔ・
・・高周波トランス、Ｖｒｅｆ・・・基準電圧、ＣＮＶ
・・・コンバータ、ＤＶ・・・ドライバ、ＰＣ・−・フ
オト・カプラ、ＰＩＮ・・・商用電源入力。
Claims (1)
- １ チョッパ部とチョッパ・コントロール部を備えた電
圧安定化回路、該電圧安定化回路の出力を電源として発
振するパワー・オシレータ、該パワー・オシレータの２
次側出から多出力電圧を得る回路、および２次側出力電
圧を検出して上記チョッパ・コントロール部に帰環する
回路を有する定電圧電源装置において、上記チョッパ・
コントロール部は分割抵抗とフォト・トランジスタとの
並列合成抵抗の端子電圧を入力とし、また上記帰環回路
はフォト・カプラと該フォト・カプラの発光ダイオード
の駆動部から形成され、該フォト・カプラの受光部を形
成する上記フォト・トランジスタはパワー・オシレータ
の２次側出力電圧が低いほどコレクタ・エミッタ間抵抗
を低下させることを特徴とする定電圧電源装置の起動方
式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53165025A JPS591066B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | 定電圧電源装置の起動方式 |
| US06/106,802 US4307440A (en) | 1978-12-27 | 1979-12-26 | Stabilized switching voltage regulator comprising means for preventing overloads due to initial surge currents |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53165025A JPS591066B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | 定電圧電源装置の起動方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5588570A JPS5588570A (en) | 1980-07-04 |
| JPS591066B2 true JPS591066B2 (ja) | 1984-01-10 |
Family
ID=15804405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53165025A Expired JPS591066B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | 定電圧電源装置の起動方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4307440A (ja) |
| JP (1) | JPS591066B2 (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4494064A (en) * | 1982-10-25 | 1985-01-15 | Sperry Corporation | Direct current inrush limiting circuit |
| US4531181A (en) * | 1982-12-22 | 1985-07-23 | General Electric Company | High voltage power supply |
| US4598351A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-01 | Sundstrand Corporation | Soft-start control for a push-pull converter-regulator with a flux balancing circuit |
| AU569798B2 (en) * | 1984-07-05 | 1988-02-18 | Fujitsu Limited | Overcurrent protection circuit |
| CA1253915A (en) * | 1984-07-05 | 1989-05-09 | Kazuhiro Sato | Overcurrent protection circuit |
| US4575668A (en) * | 1984-07-09 | 1986-03-11 | Liebert Corporation | Controller for providing PWM drive to an A.C. motor |
| US4609829A (en) * | 1984-08-23 | 1986-09-02 | Ncr Corporation | Apparatus for assisting in the connection and disconnection of a board with an energized circuit |
| US4625271A (en) * | 1984-10-05 | 1986-11-25 | Sundstrand Corporation | Soft-start circuit for a power converter |
| JP2740159B2 (ja) * | 1985-09-30 | 1998-04-15 | 東芝ライテック株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JPS62105293A (ja) * | 1985-10-31 | 1987-05-15 | Toshiba Corp | 携帯可能記録媒体の読取・書込装置 |
| NL8503475A (nl) * | 1985-12-18 | 1987-07-16 | Oce Nederland Bv | Oplaadschakeling voor vermogenscondensatoren. |
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| US4719553A (en) * | 1987-05-07 | 1988-01-12 | Unisys Corporation | Inrush-current limiter for switching regulator power supply |
| JPH081988Y2 (ja) * | 1988-03-28 | 1996-01-24 | 日産自動車株式会社 | 車両用ウィンドウの加熱装置 |
| US5111493A (en) * | 1988-11-25 | 1992-05-05 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Portable X-ray system with ceramic tube |
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| JP2005287275A (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-13 | Honda Motor Co Ltd | 電源装置 |
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-
1978
- 1978-12-27 JP JP53165025A patent/JPS591066B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-12-26 US US06/106,802 patent/US4307440A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5588570A (en) | 1980-07-04 |
| US4307440A (en) | 1981-12-22 |
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