JPS5912206B2 - 直結式ｂ級増巾器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＩＣの低レベル低電力直結式８級アンプ、更に
詳しくはアイドリンク電流のレベルが極めて低くしかも
歪のレベルが低い補聴器に使用するのに最適なＩＣの低
レベル低電力直結式８級アンプに関するものである。

補聴器等に使用される８級アンプは通常、トランジスタ
出力段に接続された３段直結式プリアンプを備えている
。

このアンプにおいては歪が長い間の問題となっていた。

トランジスタに電流が流れるとそのトランジスタのゲイ
ンが増えるのがその歪の発生する主な原因である。

適当な入力信号がそのアンプに入り出力トランジスタに
流れる電流が増えるとその出力トランジスタのゲインも
増える。

その電流の増加にしたがってゲインの増加は５００倍に
も達することがある。

都合の悪いことに、前ａｅトランジスタすなわち３段プ
リアンプトランジスタのゲインの減少は（直結式アンプ
の種にのトランジスタに接続されている抵抗負荷の相違
のために）出力トランジスタのゲインの増加より小さい
、したがって全体としてそのアンプのゲインは電流の大
きさに従って増加してしまう。

これが出力側における波形の歪の原因となる。

この歪の問題を解決するために、従来は出力トランジス
タを比較的バイレベルのアイドリンク電流でバイアスし
て出力トランジスタの電流の変化すなわちゲインの変化
を小さくするようにしていた。

カナダ特許第８１１８４４号および第８４４１５６号に
示されているような叫型的な従来技術の８級アンプにお
いては２つの出力アンプの各すに対して２００μＡのア
イドリング電流が使用されている。

１個の極めて小さな電池を電源として使用するような補
聴器等に使用する場合には、電池の寿命を長くするため
にアイドリンク電流が小さい方が望ましい。

補聴器用の低レベルの直結式８級アンプのもう１つの問
題は、そのアンプの負荷が周波数の変化によってインピ
ーダンスの変化する補聴器用レシーバ−であることであ
る。

一般に補聴器用レシーバ−のインピーダンスは周波数の
増加とともに高くなる。

従来の８級アンプの出力トランジスタのゲインは負荷イ
ンピーダンスにほぼ比例して増加する。

したがって増巾される信号の高調波は基本波より大きく
増巾されることになり、歪が一層大きくなる。

上記のような事情に鑑みて本発明はアイドリンク電流の
レベルが低くしかも歪のレベルが低いＩＣの低レベル低
電力８級アンプを提供することを目的とするものである
。

本発明によれば、各出力トランジスタのコレクタが、は
ぼ抵抗のみで構成された帰還ループを介して１段目のプ
リアンプトランジスタに接続された２チヤンネルアンプ
が提供される。

これによって歪を極めて小さくすることのできるＡＣ負
帰還が提供され、アンプは大体５０μＡ程度のアイドリ
ンク電流で作動することができるようになり、しかもそ
のときの歪は５００μＡ程度のアイドリング電流で作動
する従来の８級アンプの歪より小さくなる。

その出力トランジスタのコレクタに接続された各ＡＣ帰
還ループの抵抗部分は、その出力トランジスタのコレク
タが電源電圧を越えて０．６ｖ以上振れることができる
ように電源電圧から電気的に絶縁されている。

さらに、少なくとも１対の（望ましくは少なくとも２対
の）プリアンプトランジスタのエミッタを一緒に抵抗を
介してアースに接続することによって共通モードの歪力
排除されろ。

以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。

第１図において本発明の一実施例の低レベル、低電力の
ＩＣ直結式８級アンプ２は入力信号（Ｖｉｎ）源４を有
している。

この入力信号源４は通常、ダブルエンドで接続された補
聴器用マイクロホンであるが、シングルエンドのマイク
ロホンの信号をダブルエンドの信号に変換する分相器に
接続されたシングルエンドの出力を有するマイクロホン
でもよい。

本実施例のアンプ２は全く同じ２つのチャンネル８，１
０を有する２チヤンネルプリアンプ６を有している。

このチャンネル８，１０はそれぞれ入力信号Ｖｉｎの片
側半分を増巾する。

プリアンプ６からの信号は出力段１２で更に増巾されト
ランス１４で組み合わされて負荷１６に供給される。

次にプリアンプのチャンネル８と出力段１２（７）上半
分について更に詳しく説明する。

なおプリアンプのもう１つのチャンネル１０と出力段１
２の下半分はそれぞれチャンネル８および上半分と全く
同じ構造をしているから詳しい説明は省略する。

プリアンプのチャンネル８はそれぞれトランジスタＱ１
、Ｑ２ 、Ｑ３ （図では全てＮＰＮ）ランジスタと
して示されている。

）によってそれぞれ構成される３つの段を有している。

（このプリアンプは常に奇数段である。

）信号源４の一端がコンデンサーＣ２を介して１段目の
トランジスタＱ１のベースに接続されており、このトラ
ンジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ２を介してアースに接
続されている。

このトランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ３，Ｒ，を介
して電源の正電極ｖｂに接続されており、さらに２段目
のトランジスタＱ２のベースにも接続されている。

この２段目のトランジスタＱ２のコレクタはコンデンサ
ーＣ３と抵抗Ｒ１２を介して前記１段目のトランジスタ
Ｑ１ のコレクタに、抵抗Ｒ７を介して電源の正電極ｖ
ｂに接続されており、更に３段目のトランジスタＱ３の
ベースにも接続されている。

さらにトランジスタＱ２のエミッタは互いに並列する抵
抗Ｒ５とトランジスタＱ５のコレクターエミッタ回路を
介してアースに接続されている。

３段目のトランジスタＱ３のエミッタは抵抗Ｒ６を介し
てアースに接続されている。

このトランジスタＱ３のコレクタは抵抗ＲＢ ｔ Ｒ
ＩＱを介して電源の正電極に接続されており、さらに出
力段の上半分を形成するトランジスタＱ４のベースにも
接続されている。

またこのトランジスタＱ４のエミッタはアースに接続さ
れており、コレクタはトランス１４のセンタータップを
有する一次コイル１８の一端に接続されている。

（この一次コイル１８のセンタータップは電源の正電極
に接続されている。

）トランス１４の二次コイル２０は負荷１６に接続され
ている。

従来め８級アンプと同様に信号Ｖｉｎがプリアンプの入
力（トランジスタＱ１ 、Ｑ１′のベース）に差動的に
入力されるとチャンネル８，１０はそれぞれ互いに１８
ゲ異相のずれたシングルエンドの信号を増ｄ〕する。

その増巾された信号は次に出力段１２の入力すなわち出
力トランジスタＱ４ ｔＱ４’のベースに供給される
。

それによって出力トランジスタＱ４ ｔＱ＋’は交互に
ＯＮ、ＯＦＦ’する。

すなわち出力トランジスタＱ＋ 、Ｑａ’のいずれか
一方が入力信号サイクルの上下いずれかの半分の間ＯＮ
し、その間他方のトランジスタはＯＦ’Ｆ’しており、
入力信号サイクルの他の半分の間は逆にその他方のトラ
ンジスタがＯＮＬ、その間前記一方のトランジスタがＯ
ＦＦしている。

出力トランジスタＱ４ ｔＱ＊’のコレクタにそれぞれ
現われる半波形信号はトランス１４によって差動的に組
み合わされ、負荷１６を横断して完全なサイン波が再形
成される。

８級アンプの出力段の重要な特性は高出力の信号を出力
することができ、しかも極めて低い零入力電流において
はアイドリンクしていることであり、これは補聴器に使
用際重要な特徴である。

出力段トランジスタＱ４ ｙＱａ’のアイドリング電流
を制御するために、従来と同様にその出力段トランジス
タＣｈｓＱ４’のベース電圧を一定に保持するためのＤ
Ｃ負帰還回路が設けられている。

そのＤＣ負帰還回路はプリアンプの出力からそのプリア
ンプの１段目のトランジスタのベースに帰る抵抗を含む
接続からなっている。

すなわち、その接続は抵抗Ｒ８とＲＩＯの接続部から抵
抗Ｒ９゜Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベースに接続
されている。

コンデンサー０１によって減結合することによってＡＣ
信号がこの接続を通って帰還するのが防止されている。

このコンデンサーＣ１ハ全てのＡＣ信号をアースに短絡
させる。

このＤＣ負帰還回路の作用は従来公知のものであり、前
述したカナダ特許第８４．４１５６号に詳細に説明され
ている。

前述したように例えばカナダ特許第８４４１５６号に示
されているような従来のＢ級アンプの大きな欠点は出力
側における振巾が極めて大きいことに帰因する歪である
。

これは次のような理由によるものである。

すなわち、トランジスタＱ４がＯＮすると、そのトラン
ジスタＱ４を流れる電流はＤＣアイドリンク電流（これ
は５０μＡ程度の場合がある。

）から２５ｍＡに達する程のピーク電流まで、すなわち
５００倍も増大する。

トランジスタＱ４のゲインはそのトランジスタＱ４を流
れる電流に比例するから、そのゲインも５００倍にも増
大する。

トランジスタＱ３によって見られる負荷は互に並列に接
続されたトランジスタＱ４と抵抗Ｒ８。

ＲＩＱ である。

（抵抗Ｒ０は極めて大きく、一次近似では無視すること
ができる。

）トランジスタＱ、によって与えられる入力インピーダ
ンスはトランジスタＱを流れる電流に逆比例し、その電
流の増加と同じオーダーで（すなわち５００分の１にま
で）減少する。

しかしながら、抵抗Ｒｇｔ Ｒ１０の効果によって、ト
ランジスタＱ３の負荷は５００倍も減少せずにそれより
相当少ない割合でしか減少しない。

すなわち、トランジスタＱ４によってトランジスタＱ３
に与えられるインピーダンスヲＲｉ ｎ 、Ｑ４ と
するとトランジスタＱ３の負荷ＲＬ３は で表わされろ。

この式から明らかなように、抵抗ＲｇｙＲｔｇの存在に
よって、トランジスタＱ３の負荷ＲＬ３はトランジスタ
Ｑ４の入力インピーダンスＲｌ ｎ 、Ｑ４に比例しな
い。

トランジスタＱ４の入力インピーダンスが減少すると（
すなわちトランジスタＱ４を流れる電流が増加すると）
トランジスタＱ３の負荷はトランジスタＱ４の入力イン
ピーダンスの減少より小さい割合で減少する。

トランジスタＱのゲインは一次近似まではトランジスタ
Ｑ３の負荷に比例するから、トランジスタＱ３のゲイン
はトランジスタＱ４のゲインの増加分根は減少しない。

大きな信号は小さな信号より大きく増巾されるから、こ
れによって歪が発生する。

そのため負荷１６に供給されろ信号の波形が歪むことに
なる。

この歪の問題はトランス１４と抵抗１６からなる負荷が
補聴器用トランスデユーサ−（レシーバ−）である場合
には一層大きな問題となる。

出力段トランジスタＱ４ 、Ｑ４’のゲインは負荷イ
ンピーダンスにほぼ比例し、またレシーバ−のインピー
ダンスは周波数が高くなると増加するから歪から生ずる
高調波は基本板より大きく増巾される。

したがって、歪が強調されることになる。

従来のＢ級アンプにおいては通常、出力段のアイドリン
ク電流を増加させることによって（出力トランジスタの
電流の変イヒ率を小さくするため）この問題を解決しよ
うとしていた。

このアイドリンク電流は１個の出力トランジスタ毎に普
通２００μＡ乃至それ以上である。

しかしながらこのような比較的大きなアイドリンク電流
を使用してさえも、従来のＢ級アンプを使用した補聴器
の音響歪は普通１０％以上もあった。

本発明は新規な回路を使用することによって、出力段ト
ランジスタのアイドリンク電流を小さくしても（各出力
トランジスタ毎に５０μＡ程度まで）２００μＡのアイ
ドリング電流の従来のＢ級アンプより歪が小さくなるよ
うにしたものである。

実際に、本発明にしたがって組み立てられたプロトタイ
プの補聴器用８級アンプの歪はほぼ２％程度しかなかっ
た。

これは従来の５００μＡのアイドリング電流を使用した
補聴器用８級アンプの性能に匹敵するものである。

本発明の重要な特徴の１つは新規なＡＣ負帰還回路を設
けたことである。

すなわち、各出力トランジスタＱ４ 、Ｑ＋’のコレク
タは抵抗によって、すなわち抵抗Ｒ１□ 、Ｒ３（Ｒ１
□′、Ｒ３うを介して１段目のトランジスタＱ１ ｔＱ
ｔ’のコレクタ回路に接続されている。

このＡＣ負帰還回路によってアンプのゲインが直線化さ
れ出力依存の非直線性に帰因する歪が小さくなることが
発見された。

この帰還によって、アンプのゲインに対する負荷インピ
ーダンスの影響が小さくなり、レシーバ−等のような周
波数によってインピーダンスの変化する負荷を使用した
ときの歪の強調が小さくなる。

抵抗Ｒ１□、Ｒ４の比Ｒ１１／Ｒ，を掛げたトランジス
タＱ２ 、Ｑ３．９４段の開放ループゲインが１より大
きいときには、プリアンプと出力段からなる回路のゲイ
ンの出力段電流に対する依存度が極めて低くなる。

前述のように本発明の８級アンプにおいては出力トラン
ジスタ毎のアイドリンク電流がほぼ５０μＡでも歪が２
％程度であり、これは許容し得ろ値である。

抵抗ａｌｌを通るＡＣ帰還ループはトランジスタＱ１の
ベースには接続されていない。

それはそのループをトランジスタＱ１ のベースに接続
すると前述のＤＣ帰還ループと干渉し合ってトラフ２フ
２９１段の入力インピーダンスを低下させるからである
。

トラフ２フ２９１段の入力インピーダンスが低下すると
ゲインが減少しトーンの制御が困難になるから、補聴器
に使用するためには望ましくない。

またプリアンプの１段目に抵抗Ｒ１□を介して接続して
、負帰還回路を構成するためにはトランジスタＱ１’の
ベースに接続しなければならない（これはクロスカップ
リングとして知られている。

）。この場合、トランスデユーサ−が良好な変圧器とし
て機能しないと、そのＡＣ帰還ループの形成が不完全に
なり、その回路のゲインが予想外のものとなって歪を大
きくすることになりかねない。

前記２つの帰還回路を有するアンプを安定させるために
抵抗Ｒ１□とコンデンサー０３からなる補償回路が設け
られている。

図示したアンプはＰ形すブストレート（図示したトラン
ジスタの形に応じて）上の集積回路（ＩＣ）として構成
されろ。

このような集積回路においては、抵抗は通常、エピタキ
シャルＮ影領域中の拡散されたＰ形層として形成される
。

そのエピタキシャル領域は拡散層−絶縁層ダイオードが
導通しないように通常ＤＣ電源電圧でバイアスされてい
る。

しかしながら、本発明の回路においては、出力トランジ
スタＱａ 、Ｑ４’のコレクタ電圧はトランスの作用
のために電源電圧の上下に振れることがある。

もし、拡散層の電圧がＤＣ電源電圧より０．６Ｖ高くな
ると抵抗Ｒ□Ｉ、Ｒ１１の拡散層−絶縁層ダイオードが
導通して、出力が短絡されてしまう。

これを防止するために抵抗Ｒ１１゜Ｒ１□′を形成する
際に第２図に示されるような従来にない配置がなされる
。

第２図においてその上に回路が形成されるＰ形すブスト
レート３０は従来同様接地されており、抵抗Ｒ１１はエ
ピタキシャルＮ影領域３４中のＰ形材料３２として示さ
れている。

また抵抗ａｌｌの両接点は３６．３８で示されている。

さらに領域３４には接点が設けられておらず領域３４は
浮遊状態に保たれている。

このようにして、抵抗ａｌｌの接点の電圧が電源電圧の
上でも下でも、Ｐ形材料３２とＮ影領域３４によって形
成されるダイオードが導通して出力が短絡されることが
ないようになっている。

また抵抗Ｒ１□ 、Ｒ１１’は厚膜乃至薄膜沈澱技術を
使用したり、別体の抵抗を使用したりする他の方法によ
って絶縁してもよい。

抵抗Ｒ１１ｔＲ１１′は電源電圧からもサブストレート
３０からも絶縁されているし、さらにお互いに絶縁され
ているが、（両者は異なる独立した浮遊領３４上に位置
せしめられている。

）、アンプ２の他の抵抗は必要に応じて、電源電圧でバ
イアスされた１つの領域内に収めることができる。

これは第２図に示されている。

第２図においてもう１つの領域５０に、接点５４を有す
る抵抗５２が設けられている。

この抵抗５２は抵抗Ｒ１□ 、貼′以外の第１図中のど
の抵抗でもよく、さらに同一の領域５０内に抵抗Ｒ１１
、Ｒ１□′以外の全ての抵抗を収めてもよい。

領域５０は接点５６を介して電源に接続されており、電
源電圧ｖｂでバイアスされている。

一般に、抵抗が設けられている領域を電源電圧でバイア
スして領域５０とサブストレート３００間に逆バイアス
漏れ電流を供給し、それによってその逆バイアス漏れ電
流をその領域内の抵抗から供給する必要がないようにす
るのが望ましい。

もしその漏れ電流が抵抗から供給されろとＰＮＰ）ラン
ジスタ作用が起きて、その抵抗からサブストレートへ過
剰の電流が流れることになる。

しかしながら、（抵抗Ｒ１１、Ｒ１□′の場合のように
）抵抗の電圧が電源電圧の上０゜６より高くなると、そ
の望ましくないトランジスタ作用は避けられなくなる。

そのために、抵抗Ｒ１□ ＪＲ１１′のための領域は電
源から絶縁されており、さらに領域３４をできるだけ小
さくすることによって、その望ましくないトランジスタ
作用の電流ゲインをできるだけ小さくするようになって
いる。

第２Ａ図に示すように、領域３４の境界は抵抗Ｒ１□を
形成している材料３２に極めて接近せしめられている。

言い換えれば領域３４とサブストレート３０の接触面積
ができるだけ小さくなるようになっている。

本発明のアンプのもう１つの特徴は共通モードの歪を排
除することである。

補聴器用電源は通常２〜１５オームの出力インピーダン
スを有しているため、共通モードの歪の排除は補聴器に
おいては特に重要なことである。

この電源の出力インピーダンスが、増巾すべき信号と匹
敵するような大きさの信号を電源ラインに発生させるこ
とがある。

この電源ライン上の信号はプリアンプコレクタ回路を通
って通常の信号通路内に容易に進入し、歪の原因となる
。

この電源ラインの信号は入力されろ信号の異相が１８６
）互いにずれている両チャンネルに共通であるため、ア
ンプが共通モードの信号と差信号とを区別して、共通モ
ードの信号のゲインを差信号のゲインより小さくするの
は重要なことである。

共通モードの歪の排除（ＣＭＲ）は差信号のゲインと共
通モードの信号のゲインの比によって測定することがで
きる。

共通モードの歪の排除はトランジスタＱａ ｔＱ３′
のエミッタを接続点４０において接続し、さらにその接
続点４０を抵抗Ｒ６を介してアースに接続することによ
ってプリアンプの３段目において行なわれる。

このような構成によると、正方向への同じ信号が両方の
トランジスタＱ３ 、Ｑ３′のベースに現われると、両
トランジスタはより良く導通し、それらのエミッタを正
電位にする。

したがって、結局トランジスタＱａ 、Ｑｓ’のベー
ス−エミッタ電圧は全く乃至殆ど変化せず（一次近似ま
では）、共通モードの信号は全く乃至殆ど増巾されない
。

しかしながら、差動モードの信号がトランジスタＱａ
、Ｑ３’のベースに現われると、例えば正方向への信
号がトランジスタＱ３のベースに現われ、その信号に対
応する負方向への信号がトランジスタＱ３１のベースに
現われると、トランジスタＱ３の正方向への電圧の変化
がトランジスタＱａ’の負方向への電圧の変化によって
キャンセルされるため、接続点４０における電圧の差引
の変化は極めて小さい。

したがって、トランジスタＱ３のベース−エミッタ電圧
の変化が大きくなり、トランジスタＱ３のベースに現わ
れた正方向への信号が増巾される。

このように、この段においては共通モードの信号は差動
モードの信号根太きく増巾されない、すなわち共通モー
ドの信号は排除される。

これに対してトランジスタＱ１．９１１段では共通モー
ドの歪の排除は行なわれない。

それは、抵抗Ｒ２ｔ Ｒ２’が共通モードの信号に与え
られるゲインを小さくするけれども、差動モードの信号
に与えられるゲインをも同じように小さくしてしまうか
らである。

トランジスタＱ２ 、Ｑ２′からなるプリアンプの２段
目においてはトランジスタＱ５と抵抗Ｒ５によって共通
モードの歪の排除が行なわれる。

トランジスタＱ５のコレクターエミッタ回路は抵抗Ｒ５
と並列に接続されている。

トランジスタＱ５はダイオード的に使用されるトランジ
スタＱ６によって電源として作用するようにバイアスさ
れている。

そのトランジスタＱ６は図示のようにトランジスタＱ５
のベースに接続されており、さらにそのコレクタは抵抗
Ｒ１３を介して電源の正電極ｖｂに接続されており、ト
ランジスタＱ６を流れる電流がトランジスタＱ５を流れ
ろ電流をセットする。

抵抗Ｒ５を使用しないで、トランジスタＱ、のみによっ
て接続点４２を接地して共通モードの歪を排除するよう
にすれば理想的（トランジスタＱ５による電源は理論的
には無限のインピーダンスを有するから）であるが、そ
うすると、接続点４２の電圧がその電源によって自由に
決定され、どのような電圧にもなるようになってしまう
。

そうなると２段目のトランジスタＱ２ 、Ｑ２’によっ
て供給されるＤＣゲインが破壊され、さらに抵抗Ｒ９，
Ｒ１からなるＤＣ帰還ループによって与えられる調整作
用が破壊されてしまう。

そのために、接続点４２を有限の抵抗を介してアースに
接続し、トランジスタＱ２ 、Ｑ２′のエミッタ電圧を
制御する必要があり、したがって、抵抗Ｒ５をトランジ
スタＱ、と並列に接続する必要があるのである。

またトランジスタＱａ 、Ｑｓ’のエミッタと接続点
４０の間およびトランジスタＱ２１Ｑ２′のエミッタと
接続点４２０間に小抵抗を挿入しても、それらの段にお
げろ共通モードの歪排除機能は殆ど小さくならない。

次に第１図に示した実施例の回路と極めて良く似た回路
を示す第３図について説明する。

なお、第３図においては、第１図と同様な部分には同じ
番号を付した。

第３図の回路は第１図の回路よりゲインが小さくなるよ
うに設計されており、したがって第３図のトランジスタ
Ｑ２ 、Ｑ２′はＰＮＰ）ランジスタになっている。

このトランジスタＱ２ 、Ｑ２′のエミッターコレクタ
回路を流れる電流は実際にはトランジスタＱ３１Ｑ３’
のベース電流であるから、第３図の回路のゲインも消費
電力も第１図の回路に比べて小さくなる。

この回路においては、トランジスタＱ３のエミッタとト
ランジスタＱ３’のエミッタを接続し、さらにそれらを
抵抗Ｒ４を介して接地し、また同様にトランジスタＱ１
のエミッタをトランジスタＱ １／のエミッタに接続
し、さらにそれらを抵抗Ｒ１４を介して接地することに
よって共通モードの歪が排除される。

第３図の回路においてはコンデンサーＣ３。

０３′が、信号に追随するために相当大きな充電電流を
必要とする。

場合によっては、トランジスタＱ２のコレクタ電流が小
さく、その適当な充電電流をまかなえないことがあり、
そうすると歪の原因となる。

したがって、破線で示すように、トランジスタＱ２
、Ｑ２’のコレクタを抵抗Ｒ２０９Ｒ２０’によってア
ースに接続し、トランジスタＱ２ 、にＱ２’段の電
流を増加するようにしてもよい。

さらに、抵抗Ｒ２１によってトランジスタＱ２のコレク
タとトランジスタＱ２′のコレクタとを接続し、それに
よって、前記抵抗Ｒ２９，Ｒ２，吟直加によるトランジ
スタＱ２ｊＱ２’のコレクタ電流の増加によって生ずる
ゲインの増加を補償するようにしてもよい。

さらに、もし必要ならば、破線で示すように、トランジ
スタＱ３のコレクタとトランジスタＱ４のベースの間お
よびトランジスタＱ３′のコレクタとトランジスタＱ４
’のベースの間にそれぞれ抵抗Ｒ２□ 、Ｒ２２’
を設け、電流によるトランジスタＱ４ ｔＱ４’の入
力インピーダンスの変化を小さくすることによって、ト
ランジスタＱ４の作動をさらに直線的にするようにして
もよい。

上述のような変更を除けば第３図の回路は第１図の回路
とほぼ同じである。

第４図に示す回路もまた第１図の回路とほぼ同しであり
、第４図においても、第１図と対応する部分には同じ番
号を付した。

第１図の回路と第４図の回路の差は、第４図の回路にお
いてはトランジスタＱ５と抵抗Ｒ５が削除されているこ
とである。

したがってプリアンプの２段目には共通モードの歪を排
除する機能はない。

その替りにトランジスタＱ１のエミッタとトランジスタ
Ｑ１’のエミッタとを接続し、抵抗Ｒ６を介してアース
に接続することによって第１段目に共通モードの歪排除
機能が与えられている。

さらに補償抵抗Ｒ？２も削られている。

第１回の回路の各素子の叫型的な値が下記の表■に示さ
れている。

表■ 素 子 値 Ｒ、Ｒ１’ ２７ ＫΩ Ｒ２、Ｒ２’ ２．３にΩ Ｒ、Ｒ３’ ５２ ＫΩ Ｒ４、Ｒ４’ １２０Ω Ｒ５１０にΩ Ｒ６、Ｒ６’ １゜５にΩ Ｒ７，Ｒ７′２４にΩ Ｒ３，Ｒ３’ ４００Ω Ｒｇ 、Ｒｇ’ ４７ ＫΩ ＲＩＯット、Ｏ’ ９．ＩＫΩＲ１□ｔ
Ｒ１□′１５にΩ Ｒ１□ｔＲ１□′ ８゜２にΩ Ｒ１３３６にΩ 負荷抵抗１６ １ ＫΩ Ｃ，０１′ １０ μｆ ｃ２ ｏ６ｏ３μｆＣ３、Ｃ３
’ １００ ｐ ｆＶｂ
１゜５５ＶＱ１ 、Ｑｔ’、Ｑ２ ）
Ｑ２”重工ミッタのＱａ 、Ｑｓ、’、Ｑ５ 、Ｑ
ａ ＮＰＮ）ランジスタＱ４ ラＱ４′
３重エミッタのＮＰＮ）ランジスタ トランス １４ １：１の巻線比のセンタータ
ップ付き、 表■に示すよ、に抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ３、Ｒ１＋に比して
抵抗値が小さい。

これによって、抵抗ａｌｌを含むＡＣ帰還ループがアン
プ中で優勢なりＣ状態に与える影響を小さくするととも
に、アンプの安定性を保持するのを助けろようになって
いる。

また、トランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３の
コレクタの間にコンデンサーＣ３を接続する以外の補償
回路も使用することができろ。

例えば直列に接続された補償用コンデンサーと抵抗をト
ランジスタＱ３のベースとアースの間に挿入してもよい
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のアンプの回路図、第２図は
ＡＣ帰還抵抗を電源電圧から絶縁する方法を説明するた
めの図、第２Ａ図は第１図の実施例に使用されている浮
遊領域の抵抗を示す平面図、第３図、第４図はそれぞれ
他の実施例の回路図である。 ４・・・入力信号源、６・・・チャンネルプリアンプ、
８．１０・・・チャンネル、１２・・・出力段、１４・
・・トランス、１６・・・負荷抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源に接続するための電源端子を有し、サブストレ
   ート上に集積回路として形成された、下記の各特徴をす
   る低レベル低電力直結式８級増巾器。 （ａ） はぼ同様な構成を持った２つの増巾チャンネ
   ルを有していること。 （ｂ） その２つのチャンネルがそれぞれ次のことを
   特徴としていること。 １）１段目から３段目までの３つの互いに直結されたプ
   リアンプゲイントランジスタを有するプリアンプチャン
   ネルを有すること。 １１）前記３段目のプリアンプトランジスタに直結され
   た出力トランジスタを有すること。 １１１）前記３段目のプリアンプトランジスタのコレク
   タを前記１段目のプリアンプトランジスタのベースに接
   続し、前記出力トランジスタのＤＣ電流を制御するＤＣ
   負帰還ループな有すること。 １ｖ）前記１段目のプリアンプトランジスタのコレクタ
   が第１の抵抗の一端に接続されており、その第１の抵抗
   の他端が第２の抵抗の一端と接続点において接続されて
   おり、さらにその第２の抵抗の他端が前記電源端子に接
   続されており、前記第１の抵抗の抵抗値が第２の抵抗の
   抵抗値より相当高いこと。 ■）前記出力トランジスタを流れる電流に対する各チャ
   ンネルのゲインの依存度を低くするための本質的に抵抗
   のみで形成されたＡＣ負帰還回路を有しておシ、そのＡ
   Ｃ負帰還回路が本体と一対の端子を有する帰還抵抗から
   なっており、その帰還抵抗の一方の端子が前記出力トラ
   ンジスタのコレクタに接続されており、他方の端子が前
   記第１．第２の抵抗の接続点に接続されており、さらに
   その帰還抵抗の抵抗値が前記第２の抵抗の抵抗値より相
   当高いこと。 ｖｌ） 前記帰還抵抗の本体が前記電源端子から絶縁
   されており、それによってその帰還抵抗における電圧が
   電源電圧を越えて振れることができるようになっている
   こと。 （ｃ）前記プリアンプトランジスタのうちの少なくとも
   ２つのトランジスタのエミッタが互いに接続され、かつ
   抵抗手段を介してアースに接続されており、それによっ
   てそのプリアンプの共通モードの歪が排除されるように
   なっていること。 （ｄ） 一対の端子とセンタータップを備えた前記出
   力トランジスタ用負荷を有すること。 （ｅ） 前記両チャンネルの出力トランジスタが同じ
   極性を有しており、その両出力トランジスタのエミッタ
   とエミッタとが接続されておシ、さらに、一方の出力ト
   ランジスタのコレクタが前記負荷の一方の端子に接続さ
   れ、他方の出力トランジスタのコレクタが前記負荷の他
   方の端子に接続されていること。 ２ 前記２段目の両プリアンプトランジスタのエミッタ
   とエミッタとが接続され、さらにその両エミッタが抵抗
   手段を介してアースに接続されており、それによって前
   記プリアンプの２段目において共通モードの歪が排除さ
   れるようになっていることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の増巾器。 ３ 前記３段目の両プリアンプトランジスタのエミッタ
   とエミッタとが接続されており、さらにその両エミッタ
   が第３の抵抗を介してアースに接続されており、前記２
   段目の両プリアンプトランジスタのエミッタとエミッタ
   とが接続されておシ、さらにその両エミッタが第４の抵
   抗を介してアースに接続されており、さらに、その第４
   の抵抗と並列に接続された電源手段を備えており、その
   電源手段がトランジスタのコレクターエミッタ回路であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の増巾器
   。 ４ 前記第１．第３のプリアンプトランジスタの全ての
   エミッタが互いに接続されており、さらに共通の抵抗を
   介してアースに接続されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第２項記載の増巾器。 ５ 前記各帰還抵抗が前記サブストレートと同じ形の材
   料で形成されており、さらにその前記本体が前記電源端
   子に直接接続されていない反対の形の材料の領域によっ
   て、前記サブストレートと電気的に絶縁されていること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の
   増巾器。 ６ 前記反対の形の材料の領域の端縁が前記帰還抵抗の
   端縁と極めて接近していることを特徴とする特許請求の
   範囲第５項記載の増巾器。