JPS5914821Y2 - 断続制御方式定電圧電源用制御回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は例えばテレビジョン受像機に用いられる周波数
制御型断続制御方式定電圧電源回路に係り、特にその制
御回路に関する。

断続制御方式（直流チョッパ方式）電源回路は、サイリ
スタのスイッチ回路を用い、直流電源を高速に開閉して
パルス列をつくり、これを平滑フィルタにより直流化す
るものである。

そしてその出力電圧の制御には、パルス幅制御と周波数
制御とがある。

この周波数制御方式は、電源出力電圧の変化を検出して
周波数制御回路の出力周波数を制御し、前記サイリスタ
の点弧周波数を制御して電源出力電圧を一定化するもの
である。

上記周波数制御回路は従来第１図に示すように商用交流
電源を整流器１１で整流し、この整流器１１から得られ
た直流はサイリスタ等のスイッチ回路１２でスイッチン
グされ、平滑回路１３を介して負荷１４に供給される。

平滑回路１３の出力電圧は比較回路１５で基準電圧と比
較され、比較出力は無安定マルチバイブレータ１６に加
えられる。

このマルチバイブレータ１６は基準発振器１７の出力で
トリガーされオンオフするが、このオンオフの周期は前
記比較回路１５の出力にて制御される。

そしてこのマルチバイブレーク１６の出力はドライブ回
路１８を介してスイッチ回路１２に供給されサイリスタ
の点弧周波数を制御して出力電圧を一定に保つようにし
ている。

前記マルチバイブレータ１６の具体例を第２図に示す。

このマルチバイブレータ１６は２個のトランジスタＱ、
Ｑ２，４つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４および２個の
コンデンサＣ１，Ｃ２を有し、前記抵抗Ｒ１に並列にト
ランジスタＱ。

のエミッタ・コレクタ路を接続しており、このトランジ
スタＱ。

のベースに前記比較回路１５の比較出力を供給するよう
にしている。

そしてこのマルチバイブレータ１６の電源Ｖｃは、前記
スイッチ回路１２の入力側の電圧をツェナーダイオード
ＺＤによって一定レベルの電圧として供給している。

この第２図において、平滑回路１３の出力電圧の変動に
応じて比較回路１５の出力電圧が変り、トランジスタＱ
。

の導通度（インピーダンス）を制御するようにしている
。

このトランジスタＱ。は抵抗Ｒ１に並列につながってい
るため、この抵抗Ｒ１とトランジスタＱ。

の並列回路の抵抗値がトランジスタＱ。

の導通度に応じて変化し、マルチバイブレータ１６の発
振出力パルスのオン・オフ周期比が変ることになる。

この周波数の変化がエミッタフォロアトランジスタＱ４
を介してドライブ回路１８に加わり、このドライブ回路
１８の出力によってスイッチ回路１２を制御し、出力電
圧の安定化を果すようにしている。

しかし上記したように抵抗Ｒのみで制御するためには、
上記回路の電源電圧Ｖｃを一定にしおく必要があり、こ
のためにツェナーダイオードＤｚ等を用いる必要があっ
た。

また電源出力安定化のために必要な制御周波数変化範囲
が大きいので、電源出力平滑フィルタのチョークトラン
スが大形化する欠点があった。

本考案は上記の欠点を除去すべくなされたもので、定電
圧電源出力安定化のために必要な制御周波数変化範囲を
小さくすると共に周波数制御回路電源の安定化を不必要
とすることにより、チョークトランスを小さくし得ると
共にマルチバイブレータ用ツェナーダイオードを省略で
き、安価に実現できる断続制御方式定電圧電源用制御回
路を提供するものである。

以下第３図を参照して本考案の主要部の一実施例を詳細
に説明する。

尚、第１図と同一部分は同一符号を記して詳細な説明は
省略する。

第３図において１１は商用交流電源を整流する整流回路
、１２はスイッチ回路、１３は平滑回路、１４は負荷回
路、１５は比較回路、１８はドライブ回路であり、これ
らは後述するマルチバイブレータ１６と共に断続制御方
式定電圧電源回路を構成している。

この場合、上記比較回路１５は出力電圧の変化を抵抗２
０．２１によって分圧して検出し例えばＮＰＮ形トラン
ジスタ２２のベース入力として供給される。

そして前記整流回路１１の出力を抵抗２３゜２４、２５
により分圧し、抵抗２４．２５の接続点に抵抗２６を介
して前記トランジスタ２２のコレクタが接続される。

そしてこのトランジスタ２２のエミッタは基準電圧源用
ツェナーダイオード２７を介して接地されている。

したがってツェナーダイオード２７のツェナー電圧を基
準として前記抵抗２０．２１の分圧の変化が前記抵抗２
３．２４．２５を流れる電流変化となって現われる。

換言すれば抵抗２３．２４の接続点Ａの電圧は前記平滑
回路１３の出力電圧変化に逆対応して変化する。

そして上記接続点Ａ電圧が前記マルチバイブレータ１６
の電源電圧として供給される。

このマルチバイブレータ１６は一方の発振時定数回路の
抵抗Ｒ１に並列にトランジスタＱ。

が接続され、このトランジスタＱ。

のベースには前記比較回路１５のツェナーダイオード２
７のツェナー電圧が供給されている。

而して前記したように平滑回路１３の出力電圧（即ち電
源出力電圧）が例えば高くなったとき、前記抵抗２０と
２１の接続電圧が高くなり、逆に抵抗２３と２４の接続
点電圧は低下する。

このため無安定マルチバイブレータ回路１６の発振周波
数は高くなろうとし、ここで使用されているｌ対の発振
トランジスタＱ１．Ｑ２の各オン期間はそれぞれ小さく
なろうとする。

しかしこのとき前記トランジスタＱ。

のコレクタエミッタ間インピーダンスが大きくなるので
、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ。

の並列回路の抵抗値が大きくなり、一方の発振トランジ
スタＱ２のオン期間は大きくなろうとする。

したがって他方の発振トランジスタＱ１の出力が供給さ
れるエミッタホロワトランジスタＱ４の出力パルスのオ
ン・オフ周期比は小さくなり、前記電源出力電圧を規定
値に低下させるように上記発振出力パルスが利用される
。

逆に電源出力電圧が低くなったとき前記抵抗２３と２４
の接続点Ａの電圧は高くなり発振周波数は低くなろうと
して発振トランジスタＱ１．Ｑ２の各オン期間はそれぞ
れ大きくなろうとする。

しかしこのときトランジスタＱ。

のコレクタエミッタ間インピーダンスは小さくなり、上
記一方の発振トランジスタＱ２のオン期間は小さくなろ
うとする。

したがってエミッタホロワトランジスタＱ４の出力パル
スのオン・オフ周期比は大きくなり、前記電源出力電圧
を規定値に高くするように上記発振出力パルスが利用さ
れる。

即ち、上記の無安定マルチバイブレータ回路は、トラン
ジスタＱ、、０のうち、オフしている方のベース電圧Ｖ
ＢＥ （ｓ ’） （約０．６ Ｖ）は、Ａ点の電圧Ｖ
。

（約６Ｖ）に対して無視できないので、ＶＣが変化すれ
ば発振周波数も変化するという動作を得るものである。

次に、図面を参考して更に説明する。

第４図は、第３図の一部をとりだしたものであり、第５
図ａ、ｂ、ｃ、ｄは、それぞれトランジスタＱ１．Ｑ２
のコレクタ電位、ベース電位を示す。

無安定マルチバイブレータ回路の周期Ｔ１よ、第５図の
ｔｔ ＋ｔｚ期間であられせる。

〈ｔ１期間についてみると〉 今、トランジスタＱはオ
フ、Ｑ２はオンである。

トランジスタＱ１のコレクタ電圧は、はぼ次式で与えら
れる。

トランジスタＱ１のベース電圧は、第６図のように時定
数変化電圧が−Ｅｃがら（Ｅｏ十Ｅ。

）分変化するので−Ｅｃ＋ （Ｅｃ： ＋ Ｅｃ−、）
；、７． Ｃ’３ Ｒ２の変化であられせる。

したがって、回路で゛ぼトランジスタＱ２の昌しクタ電
圧Ｖ。

Ｅ（５）を考慮すると、ＶＢＥ０吋Ｅｃ（ＥＣ−ＶＣＥ
（Ｓ’）’）ｅＣ２’Ｒｚであられせる’０’ （Ｖ’
（Ｅ、 （ｓ→は、トランジスタＱ２のコレクタ側にあ
る芽ン時の電圧） ｔ１後は、ｖ８Ｅ１は、トランジスタＱ１のオン時にお
けるベース電圧ＶＢＥ （Ｓ） となる。

したがって、両辺の対数をとると、 同様にｔ２期間についても ここで゛周期Ｔはｔ１＋ｔ２であるから、となる。

また発振周波数ｆはｈである。

したがってＥ。が変化した場合、ＶＢＥ ’（ｓ ）は
一定であるがらＴは変化する。

つまり、Ｅｏが大きくなればｆは小さくなり、Ｅｏが小
さくなればｆは大きくなる。

一般的にｔ１キＣ２Ｒ２Ｉｎ ％、ｃと表現してｔｌが
Ｃ２Ｒ２だけでかわるためには、ＶＢＥ’（Ｓ）がＥＣ
に比べて完全に無視できるようなＥＣであるときのみに
、Ｃ２Ｒ２つまり時定数でｔｌが変化すると言えるが、
ＶＢＥ（Ｓ が無視できないような場合は、 項が効いてくるので、電源電圧ＥＣ つまりＡ点の で発振周波数を変ることになる。

上記したように、Ａ点電圧の変化によって、発振周波数
を制御できる回路であって、電源電圧の出力変動情報を
複数の目的に使用できるようにした回路である。

゛次に電源出力電圧の変化に対するドライブ回路１８
への印加電圧波形を説明する。

■出力電圧が上がろうとすると、Ａ点電圧（Ｅｃと称す
）は下がる。

ＥＣが下がると同波数は上がろうとする。

トランジスタＱ１のオン期間ｔ２、トランジスタＱ２の
オン期間ｔ１とすると、 であるからＡ焦電圧ＥＣが下がるとｔｌは増える方向に
作用する。

ｔ２も増えようとするがトランジスタＱ。

のインピーダンス大となるがらＲ１が大きくなり結果的
にｔ２はほとんど変わらない。

Ａ焦電圧ＥＣが上がるとｔｌは減少する方向に作用する
。

ｔ２も減少しようとするがトランジスタＱ。

のインピーダンスが小となるがら結果的にＲ１が小さく
なりｔ２はほとんど変わらない。

この結果、Ａ焦電圧ＥＣの変化に対してｔｌが変化し、
パルス幅が変化し、かつｔ２があまり変化しないがらｔ
ｌの変化によりＴが変わり周波数が変化する。

第７図は、トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ電圧波形
を示す図である。

トランジスタＱ１のコレクタのｔｌの期間を、出力電圧
が定常状態から上がったとき（ｕｐ）、下がったとき（
ｄｏｗｎ）に対応させそれぞれｔｌ、ｔ′１．ｔ″２と
し、ｔ２の期間をｔ２．ｔ′２．ｔ″２とすると、ｔ″
１＜ｔｌ＜ｔ′１となり、ｔ″２ξｔ２ξｔ′２となる
。

故に周波数とパルス幅が制御された出力を得ることがで
きる。

発振局波数ｆ＝〒であるからＴカ吠きいはと周波数は低
くなる。

第８図は、ドライブ回路への電圧波形とＡ点電圧の関係
及びトランジスタＱ１のコレクタ電圧、トランジスタＱ
４のニジツタ電圧を示したものである。

この波形図から、定常状態時と出力電圧を下げ゛る（ｄ
ｏｗｎ）方向に作用したときと、出力電圧を上げる（ｕ
ｐ）方向に作用したときとの関係式は次のようになる。

上述したような制御回路によれば、周波数制御型断続制
御方式定電圧電源の出力変動情報をマルチバイブレータ
の発振周波数制御用抵抗の抵抗値の変化のみでなくマル
チバイブレータ１６の電源電圧Ｖｃの制御にも利用して
いるので、定電圧電源出力安定化のために必要な制御周
波数変化範囲を小さくすると共にマルチバイブレータ１
６の電源の安定化を不必要とすることができる。

したがって定電圧電源の平滑回路１３のチョークコイル
を小さくし得ると共に第２図におけるツェナーダイオー
ドＺＤを省略でき、全体として安価に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来および本考案の断続制御方式定電圧電源用
制御回路を示す回路ブロック図、第２図は従来回路の一
部を示す回路構成図、第３図は本考案に係る断続制御方
式安定電圧電源用制御回路の一実施例を示す回路構成図
、第４図、第５図、第６図、第７図、第８図はそれぞれ
本考案回路動作を説明するのに示した信号波形図である
。 １１・・・整流回路、１２・・・スイッチ回路、１３・
・・平滑回路、１５・・・比較回路、１６・・・無安定
マルチバイブレーク回路、Ｑ４・・・トランジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 商用交流電源を整流するための整流回路と、この整流回
   路の出力側に接続したスイッチ回路と、このスイッチ回
   路の出力側に接続した平滑回路と、この平滑回路の出力
   側に接続した負荷と、この負荷にかか、る電圧変動を検
   出し基準電圧と比較する比較回路と、前記スイッチ回路
   のスイッチング動作を制御する制御信号を発生するため
   の回路であって前記整流回路の出力側の電圧を電源とし
   て供給するようにしたマルチバイブレータと、前記負荷
   にかかる電圧変動と逆方向の電圧変動を前記マルチバイ
   ブレータの電源に供給するための手段と、このマルチバ
   イブレータの発振周波数決定用時数素子に並列にエミッ
   タコレクタ電流路を接続したトランジスタを有しそのベ
   ースに前記比較回路の基準電圧が供給され前記マルチバ
   イブレークの電源の電圧の変化に応じてインピーダンス
   が変化する手段とを具備したことを特徴とする断続制御
   方式定電圧電源用制御回路。