JPS5914925B2 - Ｆｍ復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は新規な構成のＦＭ復調器を提案せんとするもの
である。

第１図は本発明の原理的構成を示し、第１図においてｅ
８は例えばｆ。

を中心周波数としてＦＭ変調されてなる被変調波信号源
を示す。

この信号源ｅ８に対して直列に抵抗Ｒ８とコイルＬ。

及びコンデンサＣ８からなる直列共振回路が接続され、
抵抗Ｒ８と直列共振回路の接続点より端子ｔ１ を導出
すると共に、コイルし。

及びコンデンサＣ６の接続点より端子ｔ２ を導出する
。

この直列共振回路の共振周波数はｆ。

に選定されている。また、コイルし。

及びコンデンサＣ６からなる直列共振回路と並列にコイ
ルＬ１及びコンデンサＣ１が接続される。

上述の構成で端子ｔ１ に得られる第１の信号電圧ｅ１
の絶対値１ｅ１１は第２図Ａに示すようになる。

即ち、被変調波の周波数ｆが直列共振回路の共振周波数
ｆ。

に等しいときは、この直列共振回路のインピーダンスが
零となるから、１ｅ１１ は零となる。

そして、周波数ｆがｆ。より低（なると、直列共振回路
のりアクタンス成分が容量性となり、これにコンデンサ
Ｃ１を加えたものと、コイルＬ１とが並列共振し、その
共振周波数ｆ１においてインピーダンスが無限大となり
、１ｅ１１ は入力電圧ｅ８ と等しくなる。

更に周波数ｆが低くなれば、コイルＬ１のために１０１
１は零となる。

一方、周波数ｆがｆ。

より高くなると、直列共振回路のりアクタンス成分が誘
導性となり、これにコイルＬ１を加えたものと、コンデ
ンサＣ１とが並列共振し、その共振周波数ｆ２において
、１ｅ１１は入力電圧ｅ８ と等しくなり、更に周波数
ｆが高くなれば、コンデンサＣ１のために１ｅ１１は零
となる。

また、第２の信号電圧ｅ２の絶対値１ｅ２１はコンデン
サＣ３ｊＣ，、コイルＬｌ ｊ ＬＯ及び抵抗Ｒｏによ
り第２図Ａに示すものとなる。

１ｅ２１の最大値は共振回路のＱで定まり、抵抗Ｒ８が
大きいほどＱは小さくなる。

ここで信号電圧ｅ２はｅｌを用いて次のように表わされ
る。

そしてｅｌとＣ２との値を求めると、 従って、共振周波数ｆ。

より低い周波数では第１の信号電圧ｅ１及び第２の信号
電圧ｅ２を周知の掛算器に導入して掛算し更に低域通過
フィルタを介することにより得られる出力ｅ。

は第２図Ｂに示すように、被変調波の周波数ｆに対して
８字特性を呈するものとなり、被変調波ｅ８をＦＭ復調
することができる。

上述の本発明によるＦＭ復調器は、復調出力が零となる
周波数ｆ。

が、コイルＬ。及びコンデンサｃｏのみによって決定さ
れ、コイルＬ１、コンデンサＣ１掛算器などの影響を一
切受けることはなく、きわめて直流的に安定である。

また、周波数ｆ。の近傍では、搬送波の整数倍の成分が
掛算出力に現れないので、不要信号が少なく、低域通過
フィルタの負担が軽くてすむ。

また本発明は復調トランスを用いず、コイルの構成が簡
単という利点を有する。

この点でクオドラチャＦＭ復調器も同様の効果を奏する
が、前述の本発明による他の効果はクオドラチャ復調回
路に期待することはできない。

以下、斯る本発明の一実施例について第３図を参照して
説明しよう。

第３図においてＱｌ及びＣ２は差動増幅器を構成するト
ランジスタを示し、それらのベースに直流バイアスが与
えられる。

トランジスタＱ１ のコレクタが負荷抵抗を介して電源
端子（＋ｖｃｃ）に接続されると共に、前述のコイルＬ
１及びコイデンサＣ１の並列回路の一端及びコイルＬ。

及びＣ８の直列共振回路の一端に接続される。

直列共振回路の両端から端子ｔ１及びｔ２が導出され、
その他端がトランジスタＱ３のエミッタに接続される。

トランジスタＱ３のエミッタはエミッタ抵抗を介して接
地され、そのベースに直流電源Ｅ１が接続され、そのコ
レクタがトランジスタＱ２のベースに接続される。

また、トランジスタＱ３のエミッタにはコンデンサを介
して被ｆｌ波の入力端子ｔ３が接続される。

上述のトランジスタＱＩ Ｃ２からなる差動増幅器の正
帰還ループ中にコイルし。

及びコンデンサｃｏカ挿入されて発振器が構成される。

この発振器は、（ωｇＬｏＣｏ＝１ ） の条件で発振
している。

この状態で端子ｔ３から、角周波数ω、振幅Ａなる被変
調波が供給されると、振幅Ａがある程度大きく、且つω
がω。

（−２πｆｏ）の近傍にあれば、差動増幅器の電流は一
定であるから、振幅Ａに関係なく一定の振幅で、かつω
なる角周波数で発振する。

そして、端子ｔ１及びｔ２の出力が、トランジスタＱ４
〜Ｑ９からなる掛算器に供給される。

掛算器は、周知の二重平衡接続の構成で、その出力端子
ｔ４に掛算出力が得られる。

この掛算出力を低域通過フィルタを介することにより前
述のようにして復調出力が得られる。

上述の本発明の一実施例では、発振器を構成して、直列
共振回路をその発振ループ中に挿入することにより、被
変調波のＡＭ成分をリミッタを介することなく抑圧する
ことができる。

また、被変調波が途切れた場合も、ω０なる角周波数で
発振するから、復調出力はω。

なる被変調波が供給されているのと同様に動作し、復調
出力は零となる。

このことは、ＳＥＣＡＭ方式の搬送色信号を復調すると
きに好都合である。

つまり、Ｓ Ｅ ＣＡＭ方式では、搬送色信号はＦＭ変
調されると共に、線順次で送られるが、同期信号の期間
では搬送色信号成分が存在せず、多くの場合スイッチン
グに伴なうノイズが存在する。

このような信号を従来のようにリミッタでＡＭ成分を抑
圧してＦＭ復調すると、信号成分が抑圧されるので、同
期信号区間のＳ／Ｎが悪くなるが、本発明ではこの区間
でもＣ０なる搬送波が生じているから、この区間のＳ／
Ｎを良好とすることができる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の基本的な接続図、第２図はその説明に
用いる路線図、第３図は本発明の一実施例の接続図であ
る。 Ｌｏ及びＣ８は直列共振回路を構成するコイル及びコン
デンサ、ｅｌ及びＣ２は第１及び第２の信号電圧、Ｃ８
は被変調波信号源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 被変調波信号源に対して直列に、抵抗を介して第１
   のインダクタンス素子及び第１のキャパシタンス素子か
   らなる直列共振回路を接続すると共に、この直列回路に
   並列に第２のインダクタンス素子及び第２のキャパシタ
   ンス素子からなる並列共振回路を接続し、上記直列共振
   回路の共振周波数を上記被変調信号の中心周波数に選定
   し、上記中心周波数より高い周波数に対しては上記直列
   共振回路と上記並列共振回路の総合の並列共振周波数が
   上記中心周波数より高い周波数となり上記中心周波数よ
   り低い周波数に対しては上記総合の並列共振周波数が上
   記中心周波数より低い周波数となるように上記第２のイ
   ンダクタンス素子の値及び上記第２のキャパシタンス素
   子の値を選定し、上記抵抗と直列共振回路の接続点に得
   られる第１の信号電圧と上記第１のインダクタンス素子
   及び第１のキャパシタンス素子の接続点に得られる第２
   の信号電圧とを掛算器に供給し、この掛算器よりＦＭ復
   調出力をえるようにしたことを特徴とするＦＭ復調器。