JPS643084B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS643084B2 JPS643084B2 JP54110571A JP11057179A JPS643084B2 JP S643084 B2 JPS643084 B2 JP S643084B2 JP 54110571 A JP54110571 A JP 54110571A JP 11057179 A JP11057179 A JP 11057179A JP S643084 B2 JPS643084 B2 JP S643084B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- output
- terminal
- low
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 19
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 108010062804 fibroblast migration inhibitory factor Proteins 0.000 description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
- H03D13/004—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means the logic means delivering pulses at more than one terminal, e.g. up and down pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0009—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低電圧電源使用のFM受信機に対し
ても、優れた性能を発揮するFM検波器に関する
ものである。
ても、優れた性能を発揮するFM検波器に関する
ものである。
従来、半導体集積回路（以下、ICという）に
FM検波器を組み込む場合、検波方式としては第
１図に示すクオドラチヤ検波方式が採用されてい
る。第１図で端子Ａ，Ｂは検波器入力端子、端子
Ｃ，Ｄ，Ｅはインダクタ１０１、共振回路１０
２、バイパスコンデンサ１０３から構成される位
相シフト回路の接続端子、端子Ｈは電源印加端
子、端子Ｇは接地端子、端子ＦはFM復調出力端
子である。
FM検波器を組み込む場合、検波方式としては第
１図に示すクオドラチヤ検波方式が採用されてい
る。第１図で端子Ａ，Ｂは検波器入力端子、端子
Ｃ，Ｄ，Ｅはインダクタ１０１、共振回路１０
２、バイパスコンデンサ１０３から構成される位
相シフト回路の接続端子、端子Ｈは電源印加端
子、端子Ｇは接地端子、端子ＦはFM復調出力端
子である。
クオドラチヤ検波方式では、トランジスタ１，
２のベースに基準位相を有するFM中間周波信号
を加え、その出力の一方を位相回路によつて、上
記基準位相に対し、周波数の値に応じて位相偏移
させ、これら位相偏移された信号と位相偏移され
ていない信号とが、トランジスタ５，６等で形成
される掛算器に各々入力され、この掛算器の出力
が負荷抵抗７を介して端子ＦよりFM復調出力信
号として取り出される。
２のベースに基準位相を有するFM中間周波信号
を加え、その出力の一方を位相回路によつて、上
記基準位相に対し、周波数の値に応じて位相偏移
させ、これら位相偏移された信号と位相偏移され
ていない信号とが、トランジスタ５，６等で形成
される掛算器に各々入力され、この掛算器の出力
が負荷抵抗７を介して端子ＦよりFM復調出力信
号として取り出される。
この第１図で示すクオドラチヤ検波方式はステ
レオ用等のように電源電圧が12V程度で、使用さ
れる場合には、優れた性能を発揮するが、携帯用
ラジオまたはラジオ付カセツトテープレコーダ等
の様に、電源電圧の低い値（２〜6V）で、使用
される場合、十分な性能が発揮できない。すなわ
ち、第１図において掛算器を構成するトランジス
タ５，６及び差動増幅器を構成するトランジスタ
１，２が正常にバイアスされる為には、電源電圧
供給端子Ｈには、少なくとも3V程度の電圧が必
要である。従つて、従来のFM検波方式であるク
オドラチヤ検波方式は、低電圧電源で使用される
場合（特に電源電圧が3V以下の場合）、性能が著
しく劣化し、使用に耐えないものである。
レオ用等のように電源電圧が12V程度で、使用さ
れる場合には、優れた性能を発揮するが、携帯用
ラジオまたはラジオ付カセツトテープレコーダ等
の様に、電源電圧の低い値（２〜6V）で、使用
される場合、十分な性能が発揮できない。すなわ
ち、第１図において掛算器を構成するトランジス
タ５，６及び差動増幅器を構成するトランジスタ
１，２が正常にバイアスされる為には、電源電圧
供給端子Ｈには、少なくとも3V程度の電圧が必
要である。従つて、従来のFM検波方式であるク
オドラチヤ検波方式は、低電圧電源で使用される
場合（特に電源電圧が3V以下の場合）、性能が著
しく劣化し、使用に耐えないものである。
本発明は、低電圧電源（3V以下）でも性能が
ほとんど劣化しない極めて、電源電圧特性の優れ
た新FM検波方式を提供する。
ほとんど劣化しない極めて、電源電圧特性の優れ
た新FM検波方式を提供する。
本発明によるFM復調回路は、FM中間周波信
号を増幅するFM中間周波増幅器であつてその出
力に互いに反対位相の関係を有する第１および第
２の信号を発生するFM中間周波増幅器と、前記
第１の信号を受け前記第１の信号の位相を中心の
FM中間周波数に対する当該信号の周波数の偏移
に相当する量だけシフトして位相シフト信号を発
生する位相シフト回路と、前記第１の信号および
前記位相シフト信号を受けこれらのうちの優位な
電圧に追従する出力を発生する第１のOR回路
と、前記第２の信号および前記位相シフト信号と
同一の信号を受けこれらのうちの優位な電圧に追
従する出力を発生する第２のOR回路と、前記第
１のOR回路の出力を積分する第１の低域波回
路と、前記第２のOR回路の出力を積分する第２
の低域波回路と、これら第１および第２の低域
波回路の出力の差をとりFM復調信号を発生す
る回路手段とを備えることを特徴とする。
号を増幅するFM中間周波増幅器であつてその出
力に互いに反対位相の関係を有する第１および第
２の信号を発生するFM中間周波増幅器と、前記
第１の信号を受け前記第１の信号の位相を中心の
FM中間周波数に対する当該信号の周波数の偏移
に相当する量だけシフトして位相シフト信号を発
生する位相シフト回路と、前記第１の信号および
前記位相シフト信号を受けこれらのうちの優位な
電圧に追従する出力を発生する第１のOR回路
と、前記第２の信号および前記位相シフト信号と
同一の信号を受けこれらのうちの優位な電圧に追
従する出力を発生する第２のOR回路と、前記第
１のOR回路の出力を積分する第１の低域波回
路と、前記第２のOR回路の出力を積分する第２
の低域波回路と、これら第１および第２の低域
波回路の出力の差をとりFM復調信号を発生す
る回路手段とを備えることを特徴とする。
ここで、第２図に示す本発明の原理図によつて
本発明の原理を説明する。
本発明の原理を説明する。
第２図において、端子ＴはFM中間周波（以下
FMIFと略す）信号の入力端子、端子Ｕ，Ｖは位
相シフト回路２２の接続端子、端子Ｄは復調出力
端子である。FMIF増幅器２１からは互いに位相
が反転した関係にある正相出力、反転出力の２つ
の出力が、それぞれ取り出され、一方の出力は、
位相シフト回路２２の入力端子Ｕから位相シフト
回路２２を通して端子Ｖより所定量位相が偏移さ
れてOR回路２３，２４にＬ点を介して加えられ
るとともに直接OR回路２３にＭ点にを介して加
えられる。他方の出力は直接OR回路２４にＮ点
を介して加えられる。ここでOR回路２３，２４
は、出力信号が二入力信号のうち、より優位な電
位を有する入力信号に追従する動作をおこなう。
FMIFと略す）信号の入力端子、端子Ｕ，Ｖは位
相シフト回路２２の接続端子、端子Ｄは復調出力
端子である。FMIF増幅器２１からは互いに位相
が反転した関係にある正相出力、反転出力の２つ
の出力が、それぞれ取り出され、一方の出力は、
位相シフト回路２２の入力端子Ｕから位相シフト
回路２２を通して端子Ｖより所定量位相が偏移さ
れてOR回路２３，２４にＬ点を介して加えられ
るとともに直接OR回路２３にＭ点にを介して加
えられる。他方の出力は直接OR回路２４にＮ点
を介して加えられる。ここでOR回路２３，２４
は、出力信号が二入力信号のうち、より優位な電
位を有する入力信号に追従する動作をおこなう。
OR回路２３，２４の出力は、それぞれＰ点お
よびＱ点を介して次段に接続されるローパスフイ
ルタ２５，２６に加えられ、さらにＲ点およびＳ
点を介して低周波増幅器２７の正相、逆相入力端
子に加えられる。ここで、低周波増幅器２７は実
質的に両信号の減算がおこなわれるような加算回
路を構成している。低周波増幅器２７の出力は、
端子ＯよりFM復調出力として取り出される。
よびＱ点を介して次段に接続されるローパスフイ
ルタ２５，２６に加えられ、さらにＲ点およびＳ
点を介して低周波増幅器２７の正相、逆相入力端
子に加えられる。ここで、低周波増幅器２７は実
質的に両信号の減算がおこなわれるような加算回
路を構成している。低周波増幅器２７の出力は、
端子ＯよりFM復調出力として取り出される。
ここで、位相シフト回路２２について、説明を
つけくわえる。
つけくわえる。
第３図に位相シフト回路の位相特性を示すが、
縦軸の位相シフト量φ（ラジアン）は第２図にお
ける端子ＵのFMIF信号の位相を基準としたとき
の端子Ｖにおける信号の位相の、位相シフト量を
示し、横軸の△は端子ＵのFMIF信号の周波数
偏移値を示す。第３図より判る様に、位相シフト
量φは中心周波数cのときの−90度を中心として
０度から180度までほぼ対称に変化する。ここで、
Ｌ，Ｍ，Ｎ点の電圧波形が正弦波だとするとその
位相関係は第４図にそれぞれｌ，ｍ，ｎとして示
す如くに仮定することができる。但し、各々の電
圧波形の振幅は１〔Ｖ〕で規格化してある。
縦軸の位相シフト量φ（ラジアン）は第２図にお
ける端子ＵのFMIF信号の位相を基準としたとき
の端子Ｖにおける信号の位相の、位相シフト量を
示し、横軸の△は端子ＵのFMIF信号の周波数
偏移値を示す。第３図より判る様に、位相シフト
量φは中心周波数cのときの−90度を中心として
０度から180度までほぼ対称に変化する。ここで、
Ｌ，Ｍ，Ｎ点の電圧波形が正弦波だとするとその
位相関係は第４図にそれぞれｌ，ｍ，ｎとして示
す如くに仮定することができる。但し、各々の電
圧波形の振幅は１〔Ｖ〕で規格化してある。
又、Ｍ点の電圧をV1、Ｎ点の電圧をV2、Ｌ点
の電圧をV3とすると、V1，V2，V3は(1)、(2)、(3)
式で与えられる。
の電圧をV3とすると、V1，V2，V3は(1)、(2)、(3)
式で与えられる。
V1＝sinθ ……(1)
V2＝−sinθ ……(2)
V3＝sin（θ−π＋φ） ……(3)
一方、OR回路２３，２４の出力であるＰ，Ｑ
点の電圧は入力信号電圧のうちの優位な電圧に追
従するように構成されている為、第５、第６図に
示す様に、それぞれ電圧波形を示す。
点の電圧は入力信号電圧のうちの優位な電圧に追
従するように構成されている為、第５、第６図に
示す様に、それぞれ電圧波形を示す。
次に、Ｐ，Ｑ点の電圧波形をローパスフイルタ
２５，２６を通すと平均化され直流電圧がＲ，Ｓ
点にそれぞれあらわれる。このとき、Ｒ，Ｓ点の
直流電圧をＸ，Ｙとすれば、Ｘ，Ｙはそれぞれ
(4)、(5)式で表わされる。
２５，２６を通すと平均化され直流電圧がＲ，Ｓ
点にそれぞれあらわれる。このとき、Ｒ，Ｓ点の
直流電圧をＸ，Ｙとすれば、Ｘ，Ｙはそれぞれ
(4)、(5)式で表わされる。
Ｘ＝１／2π〔∫a pV1dθ＋∫b aV3dθ＋∫c=2〓bV1dθ〕
＝２／πcos φ／２ ……(4) Ｙ＝１／2π〔∫d p（−V1）dθ＋∫e dV3dθ＋∫c e（−V
1）dθ〕 ＝２／πsinφ／２ ……(5) 上記Ｘ，Ｙの直流電圧は、それぞれ、低周波増
幅器２７の正相入力および逆相入力にＲ点および
Ｓ点を介して加わり、増幅されFM復調出力端子
Ｏに導びかれる。この低周波増幅器２７では(4)、
(5)式で示すＸ，Ｙの信号の差がとられて出力端子
ＯからはFM検波された復調出力が得られる。す
なわち、復調出力端子Ｏにおける復調出力V0は、
(4)、(5)式より(6)式の様に導びき出せる。但し、低
周波増幅器２７の電圧利得をAvとおく。
＝２／πcos φ／２ ……(4) Ｙ＝１／2π〔∫d p（−V1）dθ＋∫e dV3dθ＋∫c e（−V
1）dθ〕 ＝２／πsinφ／２ ……(5) 上記Ｘ，Ｙの直流電圧は、それぞれ、低周波増
幅器２７の正相入力および逆相入力にＲ点および
Ｓ点を介して加わり、増幅されFM復調出力端子
Ｏに導びかれる。この低周波増幅器２７では(4)、
(5)式で示すＸ，Ｙの信号の差がとられて出力端子
ＯからはFM検波された復調出力が得られる。す
なわち、復調出力端子Ｏにおける復調出力V0は、
(4)、(5)式より(6)式の様に導びき出せる。但し、低
周波増幅器２７の電圧利得をAvとおく。
ここで、△φ＝φ−π／２とおくと(6)式は(7)式に
なる。
第２図の端子Ｕ，Ｖに接続される位相シフト回
路２２には、例えば第７図に示すインダクタL1，
L2、コンデンサC2の抵抗R2より構成される位相
シフト回路等が使用される。端子Ｕ，Ｖにおける
端子電圧の位相差のπ／２からのずれは、上記△φ と一致する訳であるが、このとき△φは、(8)式で
表わされる。
路２２には、例えば第７図に示すインダクタL1，
L2、コンデンサC2の抵抗R2より構成される位相
シフト回路等が使用される。端子Ｕ，Ｖにおける
端子電圧の位相差のπ／２からのずれは、上記△φ と一致する訳であるが、このとき△φは、(8)式で
表わされる。
△φ＝±tan-12QL・△／c ……(8)
c……第３図における中心周波数
△……中心周波数cからの周波数偏移値
QL……第７図に示す位相シフト回路のインダ
クタL2とキヤパシタC2とからなる共振
回路の負荷Ｑ さて、(7)式で、△φ≪１と考えると(7)式は(9)式
になる。
クタL2とキヤパシタC2とからなる共振
回路の負荷Ｑ さて、(7)式で、△φ≪１と考えると(7)式は(9)式
になる。
(9)式に(8)式を代入つて、(10)式が得られる。
又、位相回路（第７図）の振幅特性を考えると
(10)式は(11)式の近似式を与える。
(10)式は(11)式の近似式を与える。
但し、ｘ＝2QL・△／c ……(12)
(11)式は、FM復調器のＳ字特性を示すが、これ
を図示すれば第８図の様になる。即ち中心周波数
cを中心として、周波数が△だけ偏移したとき
復調出力端子Ｏの直流レベルは、第８図の様にＳ
字状の曲線を描き、従つて、FM復調が可能とな
る。
を図示すれば第８図の様になる。即ち中心周波数
cを中心として、周波数が△だけ偏移したとき
復調出力端子Ｏの直流レベルは、第８図の様にＳ
字状の曲線を描き、従つて、FM復調が可能とな
る。
なお、OR回路２３，２４の各入力に振幅制限
増幅器を設けてOR回路２３，２４の各入力振幅
レベルを揃えることもできるが、この構成では全
体のゲインが増加して発振等の不安定要因をひき
起こし、また構成素子数の増大をまねくことにな
る。
増幅器を設けてOR回路２３，２４の各入力振幅
レベルを揃えることもできるが、この構成では全
体のゲインが増加して発振等の不安定要因をひき
起こし、また構成素子数の増大をまねくことにな
る。
本発明のFM復調回路の具体的実施例を第９図
に示す。ここで、第９図を用いて、本発明の具体
的実施例を説明する。
に示す。ここで、第９図を用いて、本発明の具体
的実施例を説明する。
第９図の端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏは、それぞれ本発
明の原理図（第２図）の端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏに対
応する。又、第９図の端子はFMIF増幅器２１
の反転入力端子、端子H′は、電源電圧供給端子、
端子G′は接地端子を示す。トランジスタ３１，
３２，３３，３４及び抵抗３５，３６，３７，３
８はFMIF増幅器２１を構成し、トランジスタ３
２のコレクタ出力はトランジスタ３９，４０及び
抵抗４３で構成されるOR回路２４に入力され、
一方トランジスタ３３のコレクタ出力はトランジ
スタ４１，４２及び抵抗４４で構成されるOR回
路２３に入力されている。各OR回路２３，２４
のトランジスタ３９，４２のベースには、トラン
ジスタ３４のコレクタ出力が、インダクタ１０
１，２０１、コンデンサ２０２、抵抗２０３で構
成される位相シフト回路２２を介して位相偏移さ
れて入力されている。各OR回路２３，２４の出
力は負荷抵抗４３，４４から取り出され、抵抗４
５，４６及びトランジスタ４８，４９のベース・
エミツタ間容量で構成されるローパスフイルタ２
６，２５を介して、トランジスタ４８，４９及び
抵抗４７，５０で構成される低周波増幅器２７に
入力され、トランジスタ４９のコレクタから出力
端Ｏを介して復調出力が取り出される。なおコン
デンサ２０４は電源電圧供給端子H′を交流的に
接地する為のものである。
明の原理図（第２図）の端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏに対
応する。又、第９図の端子はFMIF増幅器２１
の反転入力端子、端子H′は、電源電圧供給端子、
端子G′は接地端子を示す。トランジスタ３１，
３２，３３，３４及び抵抗３５，３６，３７，３
８はFMIF増幅器２１を構成し、トランジスタ３
２のコレクタ出力はトランジスタ３９，４０及び
抵抗４３で構成されるOR回路２４に入力され、
一方トランジスタ３３のコレクタ出力はトランジ
スタ４１，４２及び抵抗４４で構成されるOR回
路２３に入力されている。各OR回路２３，２４
のトランジスタ３９，４２のベースには、トラン
ジスタ３４のコレクタ出力が、インダクタ１０
１，２０１、コンデンサ２０２、抵抗２０３で構
成される位相シフト回路２２を介して位相偏移さ
れて入力されている。各OR回路２３，２４の出
力は負荷抵抗４３，４４から取り出され、抵抗４
５，４６及びトランジスタ４８，４９のベース・
エミツタ間容量で構成されるローパスフイルタ２
６，２５を介して、トランジスタ４８，４９及び
抵抗４７，５０で構成される低周波増幅器２７に
入力され、トランジスタ４９のコレクタから出力
端Ｏを介して復調出力が取り出される。なおコン
デンサ２０４は電源電圧供給端子H′を交流的に
接地する為のものである。
第９図の実施例では、トランジスタ４８，４９
のベースからみた容量性インピーダンスと抵抗４
５，４６とにより、ローパスフイルタが構成され
ている。通常ローパスフイルタとしては抵抗とコ
ンデンサからフイルタを一段、又は、二段接続し
たものが用いられるが、本実施例のようにトラン
ジスタのベース・エミツタ間又は、ベース・コレ
クタ間に寄生する容量成分によるローパスフイル
タ効果を利用すれば半導体集積回路に適したロー
パスフイルタを得ることができる。
のベースからみた容量性インピーダンスと抵抗４
５，４６とにより、ローパスフイルタが構成され
ている。通常ローパスフイルタとしては抵抗とコ
ンデンサからフイルタを一段、又は、二段接続し
たものが用いられるが、本実施例のようにトラン
ジスタのベース・エミツタ間又は、ベース・コレ
クタ間に寄生する容量成分によるローパスフイル
タ効果を利用すれば半導体集積回路に適したロー
パスフイルタを得ることができる。
本発明によるFM復調回路は、従来例（例えば
クオドラチヤ検波）では、掛算回路を使用してい
たのに対して、OR回路を採用すると云う全く新
しい方式であり、しかも、第９図より明らかにわ
かる様に、各トランジスタ３１，３２，３３，３
４，３９，４０，４１，４２，４８，４９のバイ
アスが正常に掛かる為には電源電圧供給端子
H′には、1.8V程度の電圧で、充分であり、低電
圧動作の極めて、優れた性能を有するFM復調回
路を提供することができる。
クオドラチヤ検波）では、掛算回路を使用してい
たのに対して、OR回路を採用すると云う全く新
しい方式であり、しかも、第９図より明らかにわ
かる様に、各トランジスタ３１，３２，３３，３
４，３９，４０，４１，４２，４８，４９のバイ
アスが正常に掛かる為には電源電圧供給端子
H′には、1.8V程度の電圧で、充分であり、低電
圧動作の極めて、優れた性能を有するFM復調回
路を提供することができる。
又、使用部品数が少なく、安価でFM復調回路
が構成できるメリツトもある。
が構成できるメリツトもある。
第１図は従来のFM復調器を示す回路図であ
る。第２図は本発明の一実施例を示すFM復調器
のブロツク図で、第３，４，５，６，８図は本発
明の一実施例の各部の特性を示す図で、それぞ
れ、位相シフト回路の位相特性、Ｌ，Ｍ，Ｎ点の
電圧波形Ｐ点の電圧波形、Ｑ点の電圧波形、入出
力特性を示し、第７図は位相シフト回路の一例を
示す回路図である。第９図は本発明の一実施例の
具体例を示す回路図である。 １，２，５，６，３１，３２，３３，３４，３
９，４０，４１，４２，４８，４９……トランジ
スタ、３……定電流源、９，１０，１１……ダイ
オード、４，７，８，３５，３６，３７，３８，
４３，４４，４５，４６，４７，５０，２０３…
…抵抗、１０１，２０１……インダクタ、１０
３，２０２，２０４……コンデンサ。
る。第２図は本発明の一実施例を示すFM復調器
のブロツク図で、第３，４，５，６，８図は本発
明の一実施例の各部の特性を示す図で、それぞ
れ、位相シフト回路の位相特性、Ｌ，Ｍ，Ｎ点の
電圧波形Ｐ点の電圧波形、Ｑ点の電圧波形、入出
力特性を示し、第７図は位相シフト回路の一例を
示す回路図である。第９図は本発明の一実施例の
具体例を示す回路図である。 １，２，５，６，３１，３２，３３，３４，３
９，４０，４１，４２，４８，４９……トランジ
スタ、３……定電流源、９，１０，１１……ダイ
オード、４，７，８，３５，３６，３７，３８，
４３，４４，４５，４６，４７，５０，２０３…
…抵抗、１０１，２０１……インダクタ、１０
３，２０２，２０４……コンデンサ。
Claims (1)
- １ FM中間周波信号を増幅するFM中間周波増
幅器であつてその出力に互いに反対位相の関係を
有する第１および第２の信号を発生するFM中間
周波増幅器と、前記第１の信号を受け前記第１の
信号の位相を中心のFM中間周波数に対する当該
信号の周波数の偏移に相当する量だけシフトして
位相シフト信号を発生する位相シフト回路と、前
記第１の信号および前記位相シフト信号を受けこ
れらのうちの優位な電圧に追従する出力を発生す
る第１のOR回路と、前記第２の信号および前記
位相シフト信号と同一の信号を受けこれらのうち
の優位な電圧に追従する出力を発生する第２の
OR回路と、前記第１のOR回路の出力を積分す
る第１の低域波回路と、前記第２のOR回路の
出力を積分する第２の低域波回路と、これら第
１および第２の低域波回路の出力の差をとり
FM復調信号を発生する回路手段とを備えること
を特徴とするFM復調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11057179A JPS5634203A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulator |
| US06/181,930 US4339726A (en) | 1979-08-29 | 1980-08-27 | Demodulator of angle modulated signal operable by low power voltage |
| GB8027794A GB2060291B (en) | 1979-08-29 | 1980-08-28 | Angle demodulators |
| DE3050934A DE3050934C2 (de) | 1979-08-29 | 1980-08-29 | Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines winkelmodulierten Eingangssignals |
| DE3032660A DE3032660C2 (de) | 1979-08-29 | 1980-08-29 | Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines winkelmodulierten Eingangssignals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11057179A JPS5634203A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5634203A JPS5634203A (en) | 1981-04-06 |
| JPS643084B2 true JPS643084B2 (ja) | 1989-01-19 |
Family
ID=14539200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11057179A Granted JPS5634203A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5634203A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59161414A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-12 | Teikoku Chem Ind Corp Ltd | 抗菌性樹脂の製造方法 |
| JPS6031759A (ja) * | 1983-08-01 | 1985-02-18 | 帝人株式会社 | 消臭性詰物体 |
| JP2832530B2 (ja) * | 1988-06-21 | 1998-12-09 | ユーホーケミカル株式会社 | 殺菌剤組成物 |
| US6416546B1 (en) | 1997-06-04 | 2002-07-09 | Unitika Ltd. | Medical device and production method thereof |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031286B2 (ja) * | 1977-04-08 | 1985-07-22 | 株式会社東芝 | Ｆｍ検波回路 |
-
1979
- 1979-08-29 JP JP11057179A patent/JPS5634203A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5634203A (en) | 1981-04-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6113644B2 (ja) | ||
| JPS643084B2 (ja) | ||
| US4342000A (en) | FM Detecting circuit | |
| US4339726A (en) | Demodulator of angle modulated signal operable by low power voltage | |
| JPS643083B2 (ja) | ||
| JPH0563506A (ja) | 不平衡／平衡変換回路 | |
| JPH0234072B2 (ja) | ||
| JPH0158893B2 (ja) | ||
| JP2930305B2 (ja) | 移相型発振回路 | |
| JPS5942489B2 (ja) | 周波数弁別回路 | |
| EP1064720B1 (en) | Demodulator circuits | |
| US4063184A (en) | Signal transfer circuit | |
| US4272726A (en) | Differential FM detector with series tuned filter | |
| JPH0391304A (ja) | ひずみを減少させたｆｍ検波器 | |
| JPS61245750A (ja) | 擬似位相同期ル−プを具えたト−ン検出器 | |
| JP2578769B2 (ja) | Ｆｍ復調回路 | |
| JP2580122B2 (ja) | Ｆｍ復調回路 | |
| JPH04354407A (ja) | 周波数ディスクリミネータ | |
| JPS6149846B2 (ja) | ||
| JPS6221091Y2 (ja) | ||
| US4150338A (en) | Frequency discriminators | |
| JPH0441524B2 (ja) | ||
| JP2674096B2 (ja) | 乗算回路 | |
| JPH0413858Y2 (ja) | ||
| JP2957796B2 (ja) | 移相回路 |