JPS5914988B2 - 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents
無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法Info
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- JPS5914988B2 JPS5914988B2 JP54119122A JP11912279A JPS5914988B2 JP S5914988 B2 JPS5914988 B2 JP S5914988B2 JP 54119122 A JP54119122 A JP 54119122A JP 11912279 A JP11912279 A JP 11912279A JP S5914988 B2 JPS5914988 B2 JP S5914988B2
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- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率が常にｌになるよう
に制御した無効電力補償形のサイクロコンバータの制御
方法に関するものである。
に制御した無効電力補償形のサイクロコンバータの制御
方法に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接交換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させる
ため電源から多くの無効電力をとる欠点がある。
る周波数の交流電力に直接交換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させる
ため電源から多くの無効電力をとる欠点がある。
またその無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動
している。このため、５電源系統設備の容量を増大させ
るだけでなく同一系統に接続された電気機器に種々の悪
影響を及ぼしている。第１図は従来の代表的な無効電力
補償装置を示すものでＢＵＳは３相交流電線路、Ｃ／′
Ｃはサイ０ クロコンバータ、Ｃは進相コンデンサ、
５５はサイリスタブリッジ回路、Ｌｏは直流リアクトル
である。
している。このため、５電源系統設備の容量を増大させ
るだけでなく同一系統に接続された電気機器に種々の悪
影響を及ぼしている。第１図は従来の代表的な無効電力
補償装置を示すものでＢＵＳは３相交流電線路、Ｃ／′
Ｃはサイ０ クロコンバータ、Ｃは進相コンデンサ、
５５はサイリスタブリッジ回路、Ｌｏは直流リアクトル
である。
電源側の無効電力Ｑを無効電力演算器Ｖ■で検出しそれ
が常に零になるようにサイリスタブリッジ回路５５の点
弧角を変えて直流リアクトル″５ＬｏＩＩＣ流れる電流
１０を制御する。第２図はこの従来の無効電力補償装置
の電線路ＢＵＳのｌ相分の電圧と各部に流れる電流の関
係を示すベクトル図である。電源電圧Ｖｓに対してサイ
クロコンバータＣ／Ｃにはある瞬時Ｉｃｃなるフ０ 電
流が流れている。このＩｃｃの大きさ及び位相角αは負
荷に流れる交流電流に同期して刻々と変化している。ま
た進相コンデンサＣにはＶｓより９００進んだＩｃａｐ
なる一定電流が流れている。このとき無効電力補償装置
（サイリスタブリッジ回路５５フ５＋直流リアクトルＬ
。）に１０’■ Ｉｃａｐ−Ｉｃｃ・Ｓｌｎαなる遅れ
電流を流すことにより電源電流Ｉｓは電圧Ｖｓと同相成
分だけとなる。Ｉｃｃの犬きさ及び位相角αが変化して
もそれに応じて１０’■ｋｌｏを制御してやれば、電圧
Ｖｓと電流Ｉｓは常に同ヲ０ 相となり電源側から見た
基本波力率は常にｌで運転されていることになる。この
従来の無効電力補償装置はサイクロコンバータとは別に
サイリスタブリッジ回路５５を要するため、高価なもの
となる欠点があつた。
が常に零になるようにサイリスタブリッジ回路５５の点
弧角を変えて直流リアクトル″５ＬｏＩＩＣ流れる電流
１０を制御する。第２図はこの従来の無効電力補償装置
の電線路ＢＵＳのｌ相分の電圧と各部に流れる電流の関
係を示すベクトル図である。電源電圧Ｖｓに対してサイ
クロコンバータＣ／Ｃにはある瞬時Ｉｃｃなるフ０ 電
流が流れている。このＩｃｃの大きさ及び位相角αは負
荷に流れる交流電流に同期して刻々と変化している。ま
た進相コンデンサＣにはＶｓより９００進んだＩｃａｐ
なる一定電流が流れている。このとき無効電力補償装置
（サイリスタブリッジ回路５５フ５＋直流リアクトルＬ
。）に１０’■ Ｉｃａｐ−Ｉｃｃ・Ｓｌｎαなる遅れ
電流を流すことにより電源電流Ｉｓは電圧Ｖｓと同相成
分だけとなる。Ｉｃｃの犬きさ及び位相角αが変化して
もそれに応じて１０’■ｋｌｏを制御してやれば、電圧
Ｖｓと電流Ｉｓは常に同ヲ０ 相となり電源側から見た
基本波力率は常にｌで運転されていることになる。この
従来の無効電力補償装置はサイクロコンバータとは別に
サイリスタブリッジ回路５５を要するため、高価なもの
となる欠点があつた。
３５第３図はサイリスタブリッジ回路５５を省略した従
来の他の無効電力補償形サイクロコンバータの基本構成
図である。
来の他の無効電力補償形サイクロコンバータの基本構成
図である。
図中ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ、ＳＳ−Ｐ及
びＳＳ−Ｎはその正群及び負群コンバータ、ＬＯｌ及び
Ｌ。２は中間タツプ付直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷
である。
びＳＳ−Ｎはその正群及び負群コンバータ、ＬＯｌ及び
Ｌ。２は中間タツプ付直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷
である。
またＢＵＳは３相電線路、Ｃは△又は人接続された進相
コンデンサである。制御回路としては３相交流電流を検
出する交流器ＣＴ８、３相電源電圧を検出する変成器Ｐ
Ｔｌ無効電力演算器ＴＲｌ制御補償回路Ｈ（ｓ）負荷電
流検出器ＣＴぃ正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電流検出
゛器ＣＴＰｌ負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流検出器
ＣＴＮｌスイツチ回路ＳＷｌシユミツト回路ＳＨｌ比較
器Ｃ１〜Ｃ５、演算増幅器Ｋ。−Ｋ３、位相制御回路Ｐ
ＨＰ，ＰＨ−Ｎが用いられる。まず循環電流式サイクロ
コンバータの負荷電流制御の動作を説明する。
コンデンサである。制御回路としては３相交流電流を検
出する交流器ＣＴ８、３相電源電圧を検出する変成器Ｐ
Ｔｌ無効電力演算器ＴＲｌ制御補償回路Ｈ（ｓ）負荷電
流検出器ＣＴぃ正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電流検出
゛器ＣＴＰｌ負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流検出器
ＣＴＮｌスイツチ回路ＳＷｌシユミツト回路ＳＨｌ比較
器Ｃ１〜Ｃ５、演算増幅器Ｋ。−Ｋ３、位相制御回路Ｐ
ＨＰ，ＰＨ−Ｎが用いられる。まず循環電流式サイクロ
コンバータの負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令１Ｖと実際に流れる負荷電流Ｌの検出値を
比較し、その偏差ε３に比例した電圧をサイクロコンバ
ータから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ，ＰＨ−
Ｎを制御する。
比較し、その偏差ε３に比例した電圧をサイクロコンバ
ータから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ，ＰＨ−
Ｎを制御する。
ＰＨ−Ｐの出力位相αＰに対してＰＨ−Ｎの出力位相α
ＮはαＮ＝１８０Ｐ一αＰの関係に保つように増幅器Ｋ
２から反転回路Ｋ３を介してＰＨ−Ｎに入力される。す
なわちＳＳ−Ｐの出力電圧ＶＰ＝ＫＶＶ８・ＣＯＳαＰ
とＳＳ−Ｎの出力電圧ＶＮ＝−ＫＶＶ８・ＣＯＳａＮ＝
一ＫｖＶｓ−ＣＯｓ（１８０−−αｐ）負荷端子でつり
合つた状態で通常の運転が行なわれる。電流指令１？を
正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し
負荷に正弦波電流１Ｌが流れるように前記αＰ及びαＮ
が制御される。この通常の運転ではＳＳ−Ｐの電圧とＳ
Ｓ−Ｎの電圧は等しくつり合つているため循環電流１。
はほとんど流れない。次に循環電流１。の制御動作を説
明する。例えば正群コンバータＳＳ−Ｐから負荷ＬＯＡ
Ｄに電流１Ｌを供給している場合負群コンバータＳＳＮ
によつて循環電流を制御する。
ＮはαＮ＝１８０Ｐ一αＰの関係に保つように増幅器Ｋ
２から反転回路Ｋ３を介してＰＨ−Ｎに入力される。す
なわちＳＳ−Ｐの出力電圧ＶＰ＝ＫＶＶ８・ＣＯＳαＰ
とＳＳ−Ｎの出力電圧ＶＮ＝−ＫＶＶ８・ＣＯＳａＮ＝
一ＫｖＶｓ−ＣＯｓ（１８０−−αｐ）負荷端子でつり
合つた状態で通常の運転が行なわれる。電流指令１？を
正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し
負荷に正弦波電流１Ｌが流れるように前記αＰ及びαＮ
が制御される。この通常の運転ではＳＳ−Ｐの電圧とＳ
Ｓ−Ｎの電圧は等しくつり合つているため循環電流１。
はほとんど流れない。次に循環電流１。の制御動作を説
明する。例えば正群コンバータＳＳ−Ｐから負荷ＬＯＡ
Ｄに電流１Ｌを供給している場合負群コンバータＳＳＮ
によつて循環電流を制御する。
従つてその時ＩＮは循環電流１。に他ならない。逆に負
群コンバータＳＳ−Ｎから負荷ＬＯＡＤに電流１Ｌ供給
をしているときは、正群コンバータＳＳ−Ｐによつて循
環電流を制御する。従つてその時１ｐが循環電流。とな
る。シユミツト回路ＳＨは負荷電流ＩＬの方向を検出し
てスイツチ回路ＳＷのモードを切り替えるものでＬが正
方向の場合ＳＷはＮ側、ＩＬが負方向の場合ＳＷはＰ側
に閉じられる。すなわちサイクロコンバータＣＣの循環
電流。を検出するものである。一方、電源端子には電流
検出器ＣＴ８及び電圧検出器ＰＴが設置され、無効電力
演算器ＶＡＲによつてその無効電力Ｑが演算される。
群コンバータＳＳ−Ｎから負荷ＬＯＡＤに電流１Ｌ供給
をしているときは、正群コンバータＳＳ−Ｐによつて循
環電流を制御する。従つてその時１ｐが循環電流。とな
る。シユミツト回路ＳＨは負荷電流ＩＬの方向を検出し
てスイツチ回路ＳＷのモードを切り替えるものでＬが正
方向の場合ＳＷはＮ側、ＩＬが負方向の場合ＳＷはＰ側
に閉じられる。すなわちサイクロコンバータＣＣの循環
電流。を検出するものである。一方、電源端子には電流
検出器ＣＴ８及び電圧検出器ＰＴが設置され、無効電力
演算器ＶＡＲによつてその無効電力Ｑが演算される。
無効電力の指令値Ｑは通常零に設定され、比較器Ｃ１に
よつて偏差ε，が発生させられる。制御補償回路Ｈ（ｓ
）は偏差ε１を零にするため通常積分要素が使われ、そ
の出力１♂が前記循環電流１。の指令値となる。比較器
Ｃ２によつて偏差ε２＝Ｊ−１０をとり、増幅器Ｋ１を
介して比較器Ｃ４及びＣ５に入力する。従つてＰＨ−Ｐ
及びＰＨ−Ｎへの入力ε４及びε５は各々次のようにな
る。ただしＫ３＝−１とする。ε４：Ｋ２″ε３＋Ｋピ
ε２ ε５：一Ｋ２゜ε３＋Ｋビε２ 故にαＮ＝１８００−α？関係はくずれ、Ｋ１ε２に比
例した分だけＳＳ−Ｐの出力電圧ＶｐとＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮとが不平衡になる。
よつて偏差ε，が発生させられる。制御補償回路Ｈ（ｓ
）は偏差ε１を零にするため通常積分要素が使われ、そ
の出力１♂が前記循環電流１。の指令値となる。比較器
Ｃ２によつて偏差ε２＝Ｊ−１０をとり、増幅器Ｋ１を
介して比較器Ｃ４及びＣ５に入力する。従つてＰＨ−Ｐ
及びＰＨ−Ｎへの入力ε４及びε５は各々次のようにな
る。ただしＫ３＝−１とする。ε４：Ｋ２″ε３＋Ｋピ
ε２ ε５：一Ｋ２゜ε３＋Ｋビε２ 故にαＮ＝１８００−α？関係はくずれ、Ｋ１ε２に比
例した分だけＳＳ−Ｐの出力電圧ＶｐとＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮとが不平衡になる。
その差電圧が直流リアクトルＬ。，及びＬ。２に印加さ
れ循環電流１。
れ循環電流１。
が流れる。ＩＯが指令値１。＊より流れすぎればε２が
減少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩ。はＩ
。８になるように制御される。
減少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩ。はＩ
。８になるように制御される。
第４図は第３図の電源のｌ相分の電圧Ｖ８とその相に対
応する各部の電流の関係を表わすベクトル図である。
応する各部の電流の関係を表わすベクトル図である。
電源電圧Ｖ８に対して進相コンデンサＣには１０ａｐな
る一定の進み電流が流れる。
る一定の進み電流が流れる。
いま正群コンバータＳＳ−Ｐから負荷電流Ｌを供給して
いるモードを考えると、循環電流１。が流れることによ
り電源からＳＳ−ＰへＩ。Ｏｐの電流がまた電源からＳ
Ｓ−ＮへＩ。ＯＮの電流が流れ込む０１００ｐは負荷電
流１Ｌと循環電流１。の和に比例した大きさで位相角α
１となりＩＯ。Ｎは循環電流１。に比例した大きさで位
相角αＮ′．１８０電−α１となる。厳密にはαＮは前
記Ｋ，，ε２に比例した値だけ１８００−α２からずれ
るが、そのずれは小さいのでベクトル図ではαＮ＝１８
００−α，として説明する。このベクトル図かられかる
ように、サイクロコンバータの入力電流１。０の遅れ無
効電流成分が進相コンデンサＣの進み無効電流と等しく
なるように循環電流１。
いるモードを考えると、循環電流１。が流れることによ
り電源からＳＳ−ＰへＩ。Ｏｐの電流がまた電源からＳ
Ｓ−ＮへＩ。ＯＮの電流が流れ込む０１００ｐは負荷電
流１Ｌと循環電流１。の和に比例した大きさで位相角α
１となりＩＯ。Ｎは循環電流１。に比例した大きさで位
相角αＮ′．１８０電−α１となる。厳密にはαＮは前
記Ｋ，，ε２に比例した値だけ１８００−α２からずれ
るが、そのずれは小さいのでベクトル図ではαＮ＝１８
００−α，として説明する。このベクトル図かられかる
ように、サイクロコンバータの入力電流１。０の遅れ無
効電流成分が進相コンデンサＣの進み無効電流と等しく
なるように循環電流１。
を制御してやれば、電源から供給される電流１８は電圧
Ｖ８と同相になり基本波力率を１にして運転ができる。
このときの無効電流成分は次式を満足している。すなわ
ち、第３図において受電端の無効電力が進みの場合Ｑは
負となりε１は正となる。
Ｖ８と同相になり基本波力率を１にして運転ができる。
このときの無効電流成分は次式を満足している。すなわ
ち、第３図において受電端の無効電力が進みの場合Ｑは
負となりε１は正となる。
従つてｌが増加し、循環電流。を増加させる。また受電
端の無効電力が遅れの場合Ｑは正となりε１＝Ｑ′＋′
−Ｑ＝−Ｑとなる。従つてＩ♂も減少し循環電流１。を
減少させる。制御補償回路Ｈ（ｓ）に積分要素を用いる
とε１＝０の制御ができＱ木＝Ｑ＝０となる。負群コン
バータＳＳ−Ｎから負荷ＬＯＡＤに電流を供給するモー
ドでも同様に制御でき、負荷電流Ｌの大きさ及び位相角
αＰ及びαＮが負荷側の出力周波数に同期して変化して
もそれに応じて循環電圧１。
端の無効電力が遅れの場合Ｑは正となりε１＝Ｑ′＋′
−Ｑ＝−Ｑとなる。従つてＩ♂も減少し循環電流１。を
減少させる。制御補償回路Ｈ（ｓ）に積分要素を用いる
とε１＝０の制御ができＱ木＝Ｑ＝０となる。負群コン
バータＳＳ−Ｎから負荷ＬＯＡＤに電流を供給するモー
ドでも同様に制御でき、負荷電流Ｌの大きさ及び位相角
αＰ及びαＮが負荷側の出力周波数に同期して変化して
もそれに応じて循環電圧１。
も変化し受電端の無効電力は零に保持される。つまり電
源側から見た基本波力率は常にｌになつている。ところ
で第４図においてαＰあるいはαＮζ１８０で−α１が
０い又は１８０いに近づいた場合を考える。
源側から見た基本波力率は常にｌになつている。ところ
で第４図においてαＰあるいはαＮζ１８０で−α１が
０い又は１８０いに近づいた場合を考える。
これは電源電圧Ｖ８に対してＳＳ−ＰあるいはＳＳ−Ｎ
が最大の電圧を発生する位相角でαｐ＝０００ｒ１８０
の、αＮ＝１８０００ｒ０００Ｉ）ときＳＳＰの出力電
圧Ｖｐ＝ＫＳＣＯＳａＰ＝ＫｌｓとなりＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮ＝ＫＳＣＯＳａＮ＝ＫＶＶ８となる。この場合
Ｓｉｎａｐ＝０となりＩ。
が最大の電圧を発生する位相角でαｐ＝０００ｒ１８０
の、αＮ＝１８０００ｒ０００Ｉ）ときＳＳＰの出力電
圧Ｖｐ＝ＫＳＣＯＳａＰ＝ＫｌｓとなりＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮ＝ＫＳＣＯＳａＮ＝ＫＶＶ８となる。この場合
Ｓｉｎａｐ＝０となりＩ。
ａｐ＝ｋ１（！Ｌ＋２１０）ＳｉｎαＰを満足させる循
環電流１。は無限大の大きさになつてしまう。実際には
αＰ及びαＮは２０さ〜１６０しの範囲内で使われるが
、その場合でもαＰあるいはαＮが２００又は１６００
になつた場合１。の値は相当大きな値となつてサイクロ
コンバータの容量を増大させることになる。この解決法
の１つとしてサイクロコンバータの入力端にトランスを
設置し、ＣＣの入力電圧を上昇させることにより上記α
Ｐ及びαＮの制御範囲をせばめる方法がある。しかしこ
の方法ではサイクロコンバータに使われるサイリスタの
耐電圧を高くしなければならず、また前記トランスの容
量もαＰ及びαＮの制御範囲をせばめた分だけ増大する
必要がある。本発明は前述の点に鑑みてなされたもので
あつて、サイクロコンバータ容量及びトランス容量を増
大させることなく各相のサイクロコンバータの循環電流
を同一値になるように制御して、電源側から見た基本波
力率を常にｌに保持できるようにした無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法を提供することを目的とす
る。
環電流１。は無限大の大きさになつてしまう。実際には
αＰ及びαＮは２０さ〜１６０しの範囲内で使われるが
、その場合でもαＰあるいはαＮが２００又は１６００
になつた場合１。の値は相当大きな値となつてサイクロ
コンバータの容量を増大させることになる。この解決法
の１つとしてサイクロコンバータの入力端にトランスを
設置し、ＣＣの入力電圧を上昇させることにより上記α
Ｐ及びαＮの制御範囲をせばめる方法がある。しかしこ
の方法ではサイクロコンバータに使われるサイリスタの
耐電圧を高くしなければならず、また前記トランスの容
量もαＰ及びαＮの制御範囲をせばめた分だけ増大する
必要がある。本発明は前述の点に鑑みてなされたもので
あつて、サイクロコンバータ容量及びトランス容量を増
大させることなく各相のサイクロコンバータの循環電流
を同一値になるように制御して、電源側から見た基本波
力率を常にｌに保持できるようにした無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法を提供することを目的とす
る。
第５図は本発明の一実施例を示す構成図である。
図中、ＢＵＳは３相電線路、Ｃは△又は大接続の進相コ
ンデンサ、Ｔｒｕ，Ｔｒ，Ｔｒｗはトランス、ＣＣ−Ｕ
，ＣＣ−Ｖ，ＣＣ−Ｗは各々Ｕ相、相、Ｗ相の循環電流
式サイクロコンバータ、ＬＯＡＤｕ，ＬＯＡＤ，ＬＯＡ
Ｄｗは負荷である。またＰＨｕ，ＰＨ，ＰＨｗは各相の
サイクロコンバータの負荷電流ＬＵＪＬＶ，ＩＬＷを指
令値１ＬＵ＊ＬＶｌＬＷ＊に応じて制御し循環電流ＵＪ
Ｏｖ，ｌＯｗをその指令値１。Ｕ杏１。ｖ＋（，ＩＯ紡
こ応じて制御する回路である。さらにＡＲは受電端の無
効電力を検出する演算回路、Ｈ（ｓ）は制御系の補償回
路である。この装置の特徴は無効電力Ｑの検出を各相毎
に行なうのでなくＵ，Ｖ，Ｗ相のサイクロコンバータの
共通受電端子で行ない、その受電端の無効電力Ｑが零に
なるように各相の循環電流１。
ンデンサ、Ｔｒｕ，Ｔｒ，Ｔｒｗはトランス、ＣＣ−Ｕ
，ＣＣ−Ｖ，ＣＣ−Ｗは各々Ｕ相、相、Ｗ相の循環電流
式サイクロコンバータ、ＬＯＡＤｕ，ＬＯＡＤ，ＬＯＡ
Ｄｗは負荷である。またＰＨｕ，ＰＨ，ＰＨｗは各相の
サイクロコンバータの負荷電流ＬＵＪＬＶ，ＩＬＷを指
令値１ＬＵ＊ＬＶｌＬＷ＊に応じて制御し循環電流ＵＪ
Ｏｖ，ｌＯｗをその指令値１。Ｕ杏１。ｖ＋（，ＩＯ紡
こ応じて制御する回路である。さらにＡＲは受電端の無
効電力を検出する演算回路、Ｈ（ｓ）は制御系の補償回
路である。この装置の特徴は無効電力Ｑの検出を各相毎
に行なうのでなくＵ，Ｖ，Ｗ相のサイクロコンバータの
共通受電端子で行ない、その受電端の無効電力Ｑが零に
なるように各相の循環電流１。
ｕ，Ｉ０ｖ，１０ｗを指令値１。［５１（＝ＩＯψ＝Ｉ
Ｏｘ／になるように制御したことである。第６図は第５
図における３相負荷の電流１ＬＵ，ＩＬ，ＩＬＷと各相
サイクロコンバータＣＣ−Ｕ，ＣＣ−Ｖ，ＣＣ−Ｗの出
力電圧Ｖｕ，，Ｗ及びそのときの各相サイクロコンバー
タの正群コンバータ側の制御位相角αＵｐ，αＰ，αＷ
ゆ波形を示したものである。
Ｏｘ／になるように制御したことである。第６図は第５
図における３相負荷の電流１ＬＵ，ＩＬ，ＩＬＷと各相
サイクロコンバータＣＣ−Ｕ，ＣＣ−Ｖ，ＣＣ−Ｗの出
力電圧Ｖｕ，，Ｗ及びそのときの各相サイクロコンバー
タの正群コンバータ側の制御位相角αＵｐ，αＰ，αＷ
ゆ波形を示したものである。
Ｕ相サイクロコンバータの出力電圧Ｕは正群コンバータ
の出力電圧Ｖｕｐ＝ＫｖＶｓＣＯＳ（Ｘｕｐと負群コン
バ１夕の出力電圧ＵＮ＝−ＫＶＶＳＣＯＳａＵＮの平均
値となる。
の出力電圧Ｖｕｐ＝ＫｖＶｓＣＯＳ（Ｘｕｐと負群コン
バ１夕の出力電圧ＵＮ＝−ＫＶＶＳＣＯＳａＵＮの平均
値となる。
定常状態ではＵｐ′．ＵＮとなり正群コンバータの制御
位相角αＵｐに対し、負群コンバータの制御位相角αＵ
ＮはαＵＮ″−１８００−αＵｐ を満足する。
位相角αＵｐに対し、負群コンバータの制御位相角αＵ
ＮはαＵＮ″−１８００−αＵｐ を満足する。
第６図には正群コンバータの制御位相角αＵｐ，αＰ，
αＷｐを示した。以下、Ｕｐ′．ＶＵＮ′．ＶＵとして
考えて説明する。Ｕ相サイクロコンバータの正群コンバ
ータの制御位相角αＵｐは出力電圧Ｖｕに同期して０制
〜１８０の範囲で変化する。
αＷｐを示した。以下、Ｕｐ′．ＶＵＮ′．ＶＵとして
考えて説明する。Ｕ相サイクロコンバータの正群コンバ
ータの制御位相角αＵｐは出力電圧Ｖｕに同期して０制
〜１８０の範囲で変化する。
すなわちαＵｐ＝００のときＶｕは正の最大値となりα
Ｕｐ＝９０ｐのとき、ｕ−０となり、αＵｐ＝１８００
のときＶｕは負の最大値となる。通常はコンバータを構
成する素子（サイリスタ）を電源電圧によつて転流させ
るために、上記制御位相角は２０よ〜１６０さの範囲内
で制御するが、ここでは説明を簡単にするため、αＵＰ
／）５００〜１８００の範囲で変化するものとして説明
する。同様に、Ｖ相サイクロコンバータの正群コンバー
タの制御位相角αＶｐは出力電圧に同期して変化し、Ｗ
相サイクロコンバータの正群コンバータの制御位相角α
Ｗｐは出力電圧朝こ同期して変化する。負荷電流１ＬＵ
は出力電圧Ｖｕによつて制御されるが通常の誘導性負荷
ではＬＵはＵより角度θ（負荷によつて決まる）だけ遅
れて流れる。
Ｕｐ＝９０ｐのとき、ｕ−０となり、αＵｐ＝１８００
のときＶｕは負の最大値となる。通常はコンバータを構
成する素子（サイリスタ）を電源電圧によつて転流させ
るために、上記制御位相角は２０よ〜１６０さの範囲内
で制御するが、ここでは説明を簡単にするため、αＵＰ
／）５００〜１８００の範囲で変化するものとして説明
する。同様に、Ｖ相サイクロコンバータの正群コンバー
タの制御位相角αＶｐは出力電圧に同期して変化し、Ｗ
相サイクロコンバータの正群コンバータの制御位相角α
Ｗｐは出力電圧朝こ同期して変化する。負荷電流１ＬＵ
は出力電圧Ｖｕによつて制御されるが通常の誘導性負荷
ではＬＵはＵより角度θ（負荷によつて決まる）だけ遅
れて流れる。
相負荷電流１ＬはＩＬＵより１２０て遅れて同様に制御
される。また、Ｗ相負荷電流１ＬＷはＬＶよりさらに１
２０た遅れて同様に制御される。第７図は、第６図の動
作点ａにおける本発明の受電端の電圧、電流ベクトル図
を示し、図中８，ＩｃｃｕＪｃｃ９ｃｃｗＪｓ及びＩｃ
ａｐは第５図と同一部に同一符号を付した第８図の特定
の相（この場合Ｒ相）に対応した各部の電圧、電流のベ
クトルである。
される。また、Ｗ相負荷電流１ＬＷはＬＶよりさらに１
２０た遅れて同様に制御される。第７図は、第６図の動
作点ａにおける本発明の受電端の電圧、電流ベクトル図
を示し、図中８，ＩｃｃｕＪｃｃ９ｃｃｗＪｓ及びＩｃ
ａｐは第５図と同一部に同一符号を付した第８図の特定
の相（この場合Ｒ相）に対応した各部の電圧、電流のベ
クトルである。
又１６６ＵＰ，Ｉ００ＵＮは第９図に示すＵ相サイクロ
コンバータのＲ相につながる正群コンバータＳＳ一Ｐの
入力電流と負荷コンバータＳＳ−Ｎの入力電流を示し、
ＩＯＯｖｐ，ＩＯ。
コンバータのＲ相につながる正群コンバータＳＳ一Ｐの
入力電流と負荷コンバータＳＳ−Ｎの入力電流を示し、
ＩＯＯｖｐ，ＩＯ。
ＶＮ，及びＩｃＯＷＰ．ＩＯｃＷＮはそれぞれ相、Ｗ相
コンバータに於ける該当部の電流を示している。動作点
ａにおいてはＵ相サイクロコンバータＣＣ−Ｕの正群コ
ンバータの制御位相角αＵｐはαＵｐ＝０のであるため
入力電流１。
コンバータに於ける該当部の電流を示している。動作点
ａにおいてはＵ相サイクロコンバータＣＣ−Ｕの正群コ
ンバータの制御位相角αＵｐはαＵｐ＝０のであるため
入力電流１。
０ｕｐは電圧Ｖｓと同様となり、負群コンバータの制御
位相角αＵＮはαぃζ１８０−αＵｐ＝１８０制である
ため、入力電流１０。
位相角αＵＮはαぃζ１８０−αＵｐ＝１８０制である
ため、入力電流１０。
ＵＮは第７図に示すようにＩ。Ｏｕｐに対し位相が１８
００異なる。又、この時は負荷電流１ＬＵは第６図から
れかるように正であるため正群コンバータによつて負荷
電流が供給され、負群コンバータの電流１。０ＵＮがＵ
相サイクロコンバータの循環電流となる。
００異なる。又、この時は負荷電流１ＬＵは第６図から
れかるように正であるため正群コンバータによつて負荷
電流が供給され、負群コンバータの電流１。０ＵＮがＵ
相サイクロコンバータの循環電流となる。
更にＶ相サイクロコンバータＣＣ−においては、その正
群コンバータの制御位相角αＰはαＰ＝１２００、負荷
コンバータの制御位相角αＶＮはαＮ′．１８０−αｐ
＝６００となり、入力電流１。
群コンバータの制御位相角αＰはαＰ＝１２００、負荷
コンバータの制御位相角αＶＮはαＮ′．１８０−αｐ
＝６００となり、入力電流１。
０ＶＮはｓに対し位相が６０６遅れ、入力電流１。
０ｖｐはＶｓに対し１２００遅れの電流となり、この場
合、負荷電流１Ｌは第６図かられかるように負であるた
め負群コンバータが負荷電流を供給し、正群コンバータ
の電流１。
合、負荷電流１Ｌは第６図かられかるように負であるた
め負群コンバータが負荷電流を供給し、正群コンバータ
の電流１。
０ｖｐがＶ相サイクロコンバータの循環電流となる。
そして、Ｖ相サイクロコンバータの入力電流１。０ｖは
Ｉ。
Ｉ。
Ｏｖ＝ＩＯＯｖｐ＋ＩＯＯｖＮとなる。更に又、Ｗ相サ
イクロコンバータにおいては、その正群コンバータの制
御位相角αＷｐはαＷｐ＝１２０群、負群コンバータの
制御位相角αＷ罠まα鼎ζ１８０、一αＷｐ−６００と
なり、入力電流１。
イクロコンバータにおいては、その正群コンバータの制
御位相角αＷｐはαＷｐ＝１２０群、負群コンバータの
制御位相角αＷ罠まα鼎ζ１８０、一αＷｐ−６００と
なり、入力電流１。
０ｗｐはＶｓに対し１２０ｐ遅れ、入力電流１。
０ＸＶＮはｓに対し６０し遅れの電流となる。
そしてこの場合は負荷電流１ＬＷは第６図かられかるよ
うに正であるため正群コンバータが負荷電流を供給し、
負群コンバータの電流１６０ＷＮがＷ相サイクロコンバ
ータの循環電流となる。本発明の装置では、サイクロコ
ンバータの受電端の無効電力制御をＵ，Ｖ，Ｗ相全体で
行つている。
うに正であるため正群コンバータが負荷電流を供給し、
負群コンバータの電流１６０ＷＮがＷ相サイクロコンバ
ータの循環電流となる。本発明の装置では、サイクロコ
ンバータの受電端の無効電力制御をＵ，Ｖ，Ｗ相全体で
行つている。
故に循環電流の指令値は各相とも同一となり０ｕ木＝ｏ
ψ＝０ｗ木となる。従つて各相のサイクロコンバータに
循環電流１。ｕ＝ＩＯｕ＊，ＩＯ＝ＩＯ？０ｗ＝０ｗ＊
が流れている場合、当該各相のサイクロコンバータの入
力電流の無効電流成分は次のようになる。ＣＣ−Ｕの無
効電流＝ｋ１（１ＬＩ−１−Ｆ２ｌＯｕ）Ｓｉｎａｕｐ
ＣＣ−の無効電流＝Ｋ，（１ＩＬｖ１−Ｆ−２１０ｖ）
ＳｉｎαＰＣＣ−Ｗの無効電流＝ｋ１（１１Ｌｗ１−ｌ
−２１０ｗ）ＳｉｎａｗｐただしＩＩＬｕｌ，ｌｌＬｖ
ｌ，ｌｌＬｗｌは負荷電流１ＬＵ，ＩＬ，ＩＬＷの絶対
値を表わす。
ψ＝０ｗ木となる。従つて各相のサイクロコンバータに
循環電流１。ｕ＝ＩＯｕ＊，ＩＯ＝ＩＯ？０ｗ＝０ｗ＊
が流れている場合、当該各相のサイクロコンバータの入
力電流の無効電流成分は次のようになる。ＣＣ−Ｕの無
効電流＝ｋ１（１ＬＩ−１−Ｆ２ｌＯｕ）Ｓｉｎａｕｐ
ＣＣ−の無効電流＝Ｋ，（１ＩＬｖ１−Ｆ−２１０ｖ）
ＳｉｎαＰＣＣ−Ｗの無効電流＝ｋ１（１１Ｌｗ１−ｌ
−２１０ｗ）ＳｉｎａｗｐただしＩＩＬｕｌ，ｌｌＬｖ
ｌ，ｌｌＬｗｌは負荷電流１ＬＵ，ＩＬ，ＩＬＷの絶対
値を表わす。
これらの総和ＩＲＥＡＯＴが進相コンデンサの電流１ｃ
ａ，に等しくなるように上記１。ｕ，Ｉ０，Ｉ０ｗを制
御すればよい。故にＩ。＝ＩＯｕ＝ＩＯ＝ＩＯｗとして
ＩｃａｐＯｌＲＥＡＣＴｋｌ（１１Ｌｕ１ｓｉｎａｕｐ
＋１１Ｌｗ１ｓｉｎａｖｐ＋１ＩＬｗ１ｓｉｎａｗｐ）
＋＋２ｋ１Ｉ０（ＳｉｎαＵｐ＋ＳｉｎＣｔｖｐ−４−
Ｓｉｎａｗｐ）を満足するようにＩ。
ａ，に等しくなるように上記１。ｕ，Ｉ０，Ｉ０ｗを制
御すればよい。故にＩ。＝ＩＯｕ＝ＩＯ＝ＩＯｗとして
ＩｃａｐＯｌＲＥＡＣＴｋｌ（１１Ｌｕ１ｓｉｎａｕｐ
＋１１Ｌｗ１ｓｉｎａｖｐ＋１ＩＬｗ１ｓｉｎａｗｐ）
＋＋２ｋ１Ｉ０（ＳｉｎαＵｐ＋ＳｉｎＣｔｖｐ−４−
Ｓｉｎａｗｐ）を満足するようにＩ。
が制御される。すなわち、循環電流Ｉ。
は次式のようになる。第６図の動作点ａではαＵｐ゛＝
００）αＶｐ＝１２０：αＷｐ＝１２０゜であるからと
なる。
００）αＶｐ＝１２０：αＷｐ＝１２０゜であるからと
なる。
すなわち上記循環電流Ｉ。の式において分母となるＳｉ
ｎａｕｐ＋ Ｓｉｎａｖｐ＋ Ｓｉｎａｗｐは零になる
ことはないので、ＩＯの値は常に有限値となる点が従来
装置と異なる。第Ｔ図の受電端のベクトル図においてＵ
相のサイクロコンバータだけでは循環電流Ｉ。
ｎａｕｐ＋ Ｓｉｎａｖｐ＋ Ｓｉｎａｗｐは零になる
ことはないので、ＩＯの値は常に有限値となる点が従来
装置と異なる。第Ｔ図の受電端のベクトル図においてＵ
相のサイクロコンバータだけでは循環電流Ｉ。
Ｕをいくら流してもαＵｐ＝００であるから、入力電流
Ｉｃｃｕの無効分は増加しない。しかしＶ相サイクロコ
ンバータ（αＶｐ＝１２０゜，αＶＮ’．６０ン）に循
環電流Ｉ。Ｖが流れることによりその入力電流Ｉｃｃｖ
の無効分２Ｉ０ｖｓｉｎａｖｐ＝２Ｉ０ｖ・（ Ｖ百／
２）だけ増加し、また、Ｗ相サイクロコンバータ（αＷ
ｐ＝１２０゜，ａＮＮ＝６００）に循環電流Ｉ。ｗｂ５
流れることにより、その入力電流Ｉｃｃｗの無効分は２
Ｉ０ｗｓｉｎａｗｐ＝２Ｉ０ｗ・（Ｖ工／２）だけ増加
してサイクロコンバータ全体の受電端の無効電力を制御
することができる。受電端の無効電力Ｑがその指令値Ｑ
＊より小さい場合には、循環電流指令値Ｉ。
Ｉｃｃｕの無効分は増加しない。しかしＶ相サイクロコ
ンバータ（αＶｐ＝１２０゜，αＶＮ’．６０ン）に循
環電流Ｉ。Ｖが流れることによりその入力電流Ｉｃｃｖ
の無効分２Ｉ０ｖｓｉｎａｖｐ＝２Ｉ０ｖ・（ Ｖ百／
２）だけ増加し、また、Ｗ相サイクロコンバータ（αＷ
ｐ＝１２０゜，ａＮＮ＝６００）に循環電流Ｉ。ｗｂ５
流れることにより、その入力電流Ｉｃｃｗの無効分は２
Ｉ０ｗｓｉｎａｗｐ＝２Ｉ０ｗ・（Ｖ工／２）だけ増加
してサイクロコンバータ全体の受電端の無効電力を制御
することができる。受電端の無効電力Ｑがその指令値Ｑ
＊より小さい場合には、循環電流指令値Ｉ。
♂＝ＩＯｖ＊＝ＩＯｗ＊を大きくし上記のように、遅れ
無効電力Ｑを増加させ、逆にＱ＊＜Ｑとなつた場合には
、循環電流指令値Ｉ。ｕ＊＝ＩＯｖ＊＝ＩＯ゛を減少さ
せて無効電力Ｑをへらす。そして最終的にＱ＝Ｑ＊とな
るように制御される。受電端の無効電力Ｑは進相コンデ
ンサの進み無効電力も官めて検出され、通常Ｑ＊＝０と
与えることにより、入カカ率をｌに保つことができる。
第６図の動作点ｂ（αＵｐ＝６０゜，αＶｐ＝６００，
αＷｐ＝１８０゜）及び動作点ｃ（αＵｐ＝１２０゜，
αＶｐ＝０゜，αＷｐ＝１２０動）の場合も同様に制御
され、この場合も循環電流Ｉ。
無効電力Ｑを増加させ、逆にＱ＊＜Ｑとなつた場合には
、循環電流指令値Ｉ。ｕ＊＝ＩＯｖ＊＝ＩＯ゛を減少さ
せて無効電力Ｑをへらす。そして最終的にＱ＝Ｑ＊とな
るように制御される。受電端の無効電力Ｑは進相コンデ
ンサの進み無効電力も官めて検出され、通常Ｑ＊＝０と
与えることにより、入カカ率をｌに保つことができる。
第６図の動作点ｂ（αＵｐ＝６０゜，αＶｐ＝６００，
αＷｐ＝１８０゜）及び動作点ｃ（αＵｐ＝１２０゜，
αＶｐ＝０゜，αＷｐ＝１２０動）の場合も同様に制御
され、この場合も循環電流Ｉ。
ｕ＝ＩＯｖ＝ＩＯｗは無限大になることはない。すなわ
ち、本発明の装置では各相の循環電流ＩＯｕ，ＩＯｖ，
ＩＯｗは同一であるが無効電流成分は各々の制御位相角
の正弦値に比例して流れｌ相の正弦値が小さくなつたと
きは他の２相の正弦値が大きくなること利用し、上記循
環電流が無限大になることを防いでいるのである。
ち、本発明の装置では各相の循環電流ＩＯｕ，ＩＯｖ，
ＩＯｗは同一であるが無効電流成分は各々の制御位相角
の正弦値に比例して流れｌ相の正弦値が小さくなつたと
きは他の２相の正弦値が大きくなること利用し、上記循
環電流が無限大になることを防いでいるのである。
従つて制御位相角αの制御範囲わせばめる必要もなくな
りトランスの容量の増大、サイクロコンバータの構成素
子たるサイリスタの耐電圧を増大させることもなくなる
。この手段は２相出力以上のサイクロコンバータに適用
でき、出力相数が増加するに従いその効果も増大する。
りトランスの容量の増大、サイクロコンバータの構成素
子たるサイリスタの耐電圧を増大させることもなくなる
。この手段は２相出力以上のサイクロコンバータに適用
でき、出力相数が増加するに従いその効果も増大する。
以上のように本発明に係る無効電力補償形サイクロコン
バータ装置は、従来の特別の無効電力補償装置を用いる
ことなく電源側から見た基本波力率を常にＩになるよう
に制御でき、特に多相出力を発生する場合には循環電流
の値も小さくて済みサイクロコンバータの容量の増加は
わずかである。
バータ装置は、従来の特別の無効電力補償装置を用いる
ことなく電源側から見た基本波力率を常にＩになるよう
に制御でき、特に多相出力を発生する場合には循環電流
の値も小さくて済みサイクロコンバータの容量の増加は
わずかである。
従つて電源系統設備は小さくて済み、又無効電力の変動
に伴なう他の電気機器への悪影響がなくなる。
に伴なう他の電気機器への悪影響がなくなる。
第１図は従来の代表的な無効電力補償装置の構成図、第
２図は第１図のベクトル図、第３図は従来装置の他の実
施例を示す構成図、第４図は第３図のベクトル図、第５
図は本発明の実施例を示す構成図、第６図は第５図の各
相の電圧、電流、位相角を示す波形図、第７図は、本発
明を説明するための第６図のａ点におけるベクトル図、
第８図は第７図のベクトル図を説明するための第５図の
一部を示した図、第９図はサイクロコンバータの詳細図
である。 ＢＵＳ・・・・・・三相電線路、ＣＣ，ＣＣ−Ｕ，ＣＣ
−Ｖ，ＣＣ−Ｗ・・・・・・サイクロコンバータ、ＳＳ
一Ｐ・・・・・・正群コンバータ、ＳＳ−Ｎ・−一・・
・負群コンバータ、Ｃ・・・・・・進相コンデンサ、Ｃ
Ｔｓ，ＣＴＬ，ＣＴｐ，ＣＴＮ・・・・・・交流器、Ｐ
Ｔ・・・・・・変成器、ＶＡＲ・・・・・無効電力演算
器、Ｃ１〜Ｃ５・・・・・・比較器、ＳＷ・・・・・・
切替スイツチ、ＳＨ・・・・・・シユミツト回路、ＬＯ
ｌ，ＬＯ２・・・・・・直流リアクトル、Ｈ（ｓ）・・
・・・・制御補償回路、ＫＯ−Ｋ３・・・・・・演算増
幅器、ＰＨ−Ｐ，ＰＨ−Ｎ，ＰＨｕ，ＰＨｗ・・・・・
・位相制御回路、Ｔｒｕ〜Ｔｒｗ・・・・・・トランス
、ＬＯＡＤ・・・・・・負荷。
２図は第１図のベクトル図、第３図は従来装置の他の実
施例を示す構成図、第４図は第３図のベクトル図、第５
図は本発明の実施例を示す構成図、第６図は第５図の各
相の電圧、電流、位相角を示す波形図、第７図は、本発
明を説明するための第６図のａ点におけるベクトル図、
第８図は第７図のベクトル図を説明するための第５図の
一部を示した図、第９図はサイクロコンバータの詳細図
である。 ＢＵＳ・・・・・・三相電線路、ＣＣ，ＣＣ−Ｕ，ＣＣ
−Ｖ，ＣＣ−Ｗ・・・・・・サイクロコンバータ、ＳＳ
一Ｐ・・・・・・正群コンバータ、ＳＳ−Ｎ・−一・・
・負群コンバータ、Ｃ・・・・・・進相コンデンサ、Ｃ
Ｔｓ，ＣＴＬ，ＣＴｐ，ＣＴＮ・・・・・・交流器、Ｐ
Ｔ・・・・・・変成器、ＶＡＲ・・・・・無効電力演算
器、Ｃ１〜Ｃ５・・・・・・比較器、ＳＷ・・・・・・
切替スイツチ、ＳＨ・・・・・・シユミツト回路、ＬＯ
ｌ，ＬＯ２・・・・・・直流リアクトル、Ｈ（ｓ）・・
・・・・制御補償回路、ＫＯ−Ｋ３・・・・・・演算増
幅器、ＰＨ−Ｐ，ＰＨ−Ｎ，ＰＨｕ，ＰＨｗ・・・・・
・位相制御回路、Ｔｒｕ〜Ｔｒｗ・・・・・・トランス
、ＬＯＡＤ・・・・・・負荷。
Claims (1)
- １ 多相負荷に対して各相毎に可変周波数の交流電流を
供給する循環電流式のサイクロコンバータにおいて、こ
のサイクロコンバータの電源に進相コンデンサを接続し
、前記サイクロコンバータの各相の遅れ無効電力の和と
前記進相コンデンサの進み無効電力が互いに打消し合う
ように前記各相のサイクロコンバータの循環電流をほぼ
同一値になるように制御することを特徴とする無効電力
補償形サイクロコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54119122A JPS5914988B2 (ja) | 1979-09-17 | 1979-09-17 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54119122A JPS5914988B2 (ja) | 1979-09-17 | 1979-09-17 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5644382A JPS5644382A (en) | 1981-04-23 |
| JPS5914988B2 true JPS5914988B2 (ja) | 1984-04-06 |
Family
ID=14753474
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54119122A Expired JPS5914988B2 (ja) | 1979-09-17 | 1979-09-17 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5914988B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4570214A (en) * | 1984-03-29 | 1986-02-11 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Reactive power control cycloconverter |
-
1979
- 1979-09-17 JP JP54119122A patent/JPS5914988B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5644382A (en) | 1981-04-23 |
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