JPS6155346B2 - - Google Patents
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- JPS6155346B2 JPS6155346B2 JP15545980A JP15545980A JPS6155346B2 JP S6155346 B2 JPS6155346 B2 JP S6155346B2 JP 15545980 A JP15545980 A JP 15545980A JP 15545980 A JP15545980 A JP 15545980A JP S6155346 B2 JPS6155346 B2 JP S6155346B2
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- cycloconverter
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- reactive power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
- H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
- H02M5/443—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電源側から見た基本波力率を自由に
制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装置
に関するものである。
制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装置
に関するものである。
サイクロコンバータは、一定周波数の交流電力
を他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装
置であるが、その構成素子たるサイリスタを電源
電圧によつて転流させるため、電源から多く無効
電力をとる欠点がある。また、その無効電力は負
荷側の周波数に同期して常に変動している。この
ため電源系統設備の容量を増大させるだけでなく
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。
を他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装
置であるが、その構成素子たるサイリスタを電源
電圧によつて転流させるため、電源から多く無効
電力をとる欠点がある。また、その無効電力は負
荷側の周波数に同期して常に変動している。この
ため電源系統設備の容量を増大させるだけでなく
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。
このようなサイクロコンバータの無効電力を補
償する方法として、特願昭54−119122号を出願し
ている。
償する方法として、特願昭54−119122号を出願し
ている。
第１図は、その無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図を示すものである。サイクロコ
ンバータCC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗの共通受電
端子に進相コンデンサＣを接続し、当該進相コン
デンサＣの進み無効電流Icapとサイクロコンバー
タ全体の遅れ無効電流ＩREACTが等しくなるよう
に当該各相のサイクロコンバータの循環電流を制
御するものである。
ータ装置の構成図を示すものである。サイクロコ
ンバータCC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗの共通受電
端子に進相コンデンサＣを接続し、当該進相コン
デンサＣの進み無効電流Icapとサイクロコンバー
タ全体の遅れ無効電流ＩREACTが等しくなるよう
に当該各相のサイクロコンバータの循環電流を制
御するものである。
この無効電力制御形サイクロコンバータ装置で
は、電源電線路BUSと各コンバータとの間に、
降電圧あるいは昇電圧の目的でもしくは、コンバ
ータの絶縁の目的で電源トランスTrU，TrV，
TrWを設置するが、この電源トランスの容量と
して各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる
容量が必要とされた。すなわち、負荷に供給し得
る電力に加えて進相コンデンサＣの進み無効電力
に対向する遅れ無効電力を電源トランスを介し
て、各サイクロコンバータに供給しなければなら
ない。そのため、当該電源トランスが大形大重量
化し、高価なものとなる。
は、電源電線路BUSと各コンバータとの間に、
降電圧あるいは昇電圧の目的でもしくは、コンバ
ータの絶縁の目的で電源トランスTrU，TrV，
TrWを設置するが、この電源トランスの容量と
して各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる
容量が必要とされた。すなわち、負荷に供給し得
る電力に加えて進相コンデンサＣの進み無効電力
に対向する遅れ無効電力を電源トランスを介し
て、各サイクロコンバータに供給しなければなら
ない。そのため、当該電源トランスが大形大重量
化し、高価なものとなる。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、上記電
源トランスの容量を軽減し、より経済的な無効電
力制御形サイクロコンバータ装置を供給すること
を目的とする。
源トランスの容量を軽減し、より経済的な無効電
力制御形サイクロコンバータ装置を供給すること
を目的とする。
第２図は、本発明の無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置の実施例を示す構成図である。
ンバータ装置の実施例を示す構成図である。
図中、BUSは３相電線路、TrU，TrV，TrW
は電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは
循環電流式サイクロコンバータ本体、Ｕ，Ｖ，Ｗ
は負荷、ＣpU，ＣNU，ＣpV，ＣNV，ＣpW，ＣNWは
進相コンデンサである。Ｕ相のサイクロコンバー
タCC−Ｕは正群コンバータSS−Ｐと負群コンバ
ータSS−Ｎ及び直流リアクトルL01，L02からな
つている。Ｖ相、Ｗ相も同様に構成されている。
CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは各相サイ
クロコンバータの制御回路で、Ｕ相サイクロコン
バータの制御回路CONT−Ｕは演算増幅器K0，
K1，K2，K3、加算器A1，A2，A3，A4、比較器
C2，C3、絶対値回路ABS及び位相制御回路PH−
Ｐ，PH−Ｎからなつている。Ｖ相、Ｗ相のサイ
クロコンバータの制御回路CONT−Ｖ，CONT−
Ｗも同様に構成されている。
は電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは
循環電流式サイクロコンバータ本体、Ｕ，Ｖ，Ｗ
は負荷、ＣpU，ＣNU，ＣpV，ＣNV，ＣpW，ＣNWは
進相コンデンサである。Ｕ相のサイクロコンバー
タCC−Ｕは正群コンバータSS−Ｐと負群コンバ
ータSS−Ｎ及び直流リアクトルL01，L02からな
つている。Ｖ相、Ｗ相も同様に構成されている。
CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは各相サイ
クロコンバータの制御回路で、Ｕ相サイクロコン
バータの制御回路CONT−Ｕは演算増幅器K0，
K1，K2，K3、加算器A1，A2，A3，A4、比較器
C2，C3、絶対値回路ABS及び位相制御回路PH−
Ｐ，PH−Ｎからなつている。Ｖ相、Ｗ相のサイ
クロコンバータの制御回路CONT−Ｖ，CONT−
Ｗも同様に構成されている。
さらに、受電端には電源電圧を検出する変成器
PT、電源電流を検出する変流器CTs、無効電力
演算回路VAR、無効電力設定器VR、比較器C1及
び制御補償回路Ｈ（Ｓ）が用意されている。
PT、電源電流を検出する変流器CTs、無効電力
演算回路VAR、無効電力設定器VR、比較器C1及
び制御補償回路Ｈ（Ｓ）が用意されている。
従来、進相コンデンサが受電端に一括して接続
されているのに対し、本発明装置では電源トラン
スTrU，TrV，TrWの２次側に分割して接続さ
れているのが異なる点である。
されているのに対し、本発明装置では電源トラン
スTrU，TrV，TrWの２次側に分割して接続さ
れているのが異なる点である。
以下、Ｕ相サイクロコンバータを例にとつて負
荷電流制御及び循環電流制御の動作を説明する。
荷電流制御及び循環電流制御の動作を説明する。
まず負荷電流制御の動作を説明する。電流検出
器CTLUによつてＵ相負荷電流ＩLUを検出し、指
令値Ｉ＊ ＬＵと比較する。その偏差ε３＝Ｉ＊ ＬＵ−Ｉ
LU
に比例した電圧をサイクロコンバータCC−Ｕか
ら発生するように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎ
を制御する。PH−Ｐの出力位相αpuに対してPH
−Ｎの出力位相αNUはαNU＝180゜−αPUの関係
を保つように増幅器K2からの出力信号が反転増
幅器K3を介してPH−Ｎに入力される。すなわ
ち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧Vp＝ｋ
V・Vs・COSαpuと負群コンバータの出力電圧Ｖ
N＝ｋV・ＶS・CosαNU＝ｋV・Vs・Cos（180゜
−αpu）は負荷端子でつり合つた状態で通常の運
転が行なわれる。電流指令Ｉ＊ ＬＵを正弦波状に変化
させるとそれに応じて偏差ε３も変化し、負荷に
正弦波電流ＩLUが流れるように前記αpu及びαNU
が制御される。この通常の運転では正群コンバー
タSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS−Ｎの
出力電圧は等しくつり合つているため循環電流Ｉ
OUはほとんど流れない。
器CTLUによつてＵ相負荷電流ＩLUを検出し、指
令値Ｉ＊ ＬＵと比較する。その偏差ε３＝Ｉ＊ ＬＵ−Ｉ
LU
に比例した電圧をサイクロコンバータCC−Ｕか
ら発生するように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎ
を制御する。PH−Ｐの出力位相αpuに対してPH
−Ｎの出力位相αNUはαNU＝180゜−αPUの関係
を保つように増幅器K2からの出力信号が反転増
幅器K3を介してPH−Ｎに入力される。すなわ
ち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧Vp＝ｋ
V・Vs・COSαpuと負群コンバータの出力電圧Ｖ
N＝ｋV・ＶS・CosαNU＝ｋV・Vs・Cos（180゜
−αpu）は負荷端子でつり合つた状態で通常の運
転が行なわれる。電流指令Ｉ＊ ＬＵを正弦波状に変化
させるとそれに応じて偏差ε３も変化し、負荷に
正弦波電流ＩLUが流れるように前記αpu及びαNU
が制御される。この通常の運転では正群コンバー
タSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS−Ｎの
出力電圧は等しくつり合つているため循環電流Ｉ
OUはほとんど流れない。
次に循環電流制御の動作を説明する。
循環電流ＩOUは次の演算を行なうことによつて
検出される。ただし、Ｉpuは正群コンバータSS
−Ｐの出力電流、ＩNUは負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流、｜ＩLU｜は負荷電流ＩLUの絶対値で
ある。
検出される。ただし、Ｉpuは正群コンバータSS
−Ｐの出力電流、ＩNUは負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流、｜ＩLU｜は負荷電流ＩLUの絶対値で
ある。
ＩOU＝（ＩpU＋ＩNU−｜ＩLU｜）／２
すなわち、電流検出器CTpU，CTNU，CTLU、
加算器A1，A2、増幅器K0（＝1/2倍）、及び絶対
値回路ABSによつて上記演算を行なつている。
循環電流の指令値Ｉ＊ ＯＵは制御補償回路Ｈ（Ｓ）の
出力であるが、その説明は後で行なう。比較器
C2によつて指令値Ｉ＊ ＯＵと上記演算によつて求め
た循環電流ＩOUを比較し、偏差ε２＝Ｉ＊ ＯＵ−ＩOU
を求める。その偏差ε２を増幅器K1を介して加
算器A3及びA4に入力する。故にPH−Ｐ及びPH
−Ｎへの入力ε４及びε５は各々次のようにな
る。ただしK3＝−１とする。
加算器A1，A2、増幅器K0（＝1/2倍）、及び絶対
値回路ABSによつて上記演算を行なつている。
循環電流の指令値Ｉ＊ ＯＵは制御補償回路Ｈ（Ｓ）の
出力であるが、その説明は後で行なう。比較器
C2によつて指令値Ｉ＊ ＯＵと上記演算によつて求め
た循環電流ＩOUを比較し、偏差ε２＝Ｉ＊ ＯＵ−ＩOU
を求める。その偏差ε２を増幅器K1を介して加
算器A3及びA4に入力する。故にPH−Ｐ及びPH
−Ｎへの入力ε４及びε５は各々次のようにな
る。ただしK3＝−１とする。
ε４＝K2・ε３＋K1・ε２
ε５＝−K2・ε３＋K1・ε２
従つて、αNU＝180゜−αpuの関係はくずれ、
K1・ε２に比例した分だけ正群コンバータSS−
Ｐの出力電圧VPと負群コンバータSS−Ｎの出力
電圧VNとが不平衡になる。その差電圧が直流リ
アクトルL01及びL02に印加され循環電流ＩOUが流
れる。ＩOUが指令値Ｉ＊ ＯＵより流れすぎればε２が
減少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩ
OUはＩ＊ ＯＵに等しくなるように制御される。
K1・ε２に比例した分だけ正群コンバータSS−
Ｐの出力電圧VPと負群コンバータSS−Ｎの出力
電圧VNとが不平衡になる。その差電圧が直流リ
アクトルL01及びL02に印加され循環電流ＩOUが流
れる。ＩOUが指令値Ｉ＊ ＯＵより流れすぎればε２が
減少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩ
OUはＩ＊ ＯＵに等しくなるように制御される。
Ｖ相、Ｗ相のサイクロコンバータの負荷電流制
御及び循環電流制御の動作も同様に行なわれる。
御及び循環電流制御の動作も同様に行なわれる。
第３図は、サイクロコンバータの入力側１相分
の電圧電流ベクトル図を示すもので、ａはＵ相サ
イクロコンバータの入力側電圧電流ベクトル図、
ｂはＶ相サイクロコンバータの入力側電圧電流ベ
クトル図、ｃはＷ相サイクロコンバータの入力側
電圧電流ベクトル図、ｄはサイクロコンバータ全
体の入力側電圧電流ベクトル図を表している。こ
のベクトル図は負荷電流が正弦波状に制御されて
いるとき、ある瞬間をとらえて描いたもので、ベ
クトルの大きさ及び位相角は刻々と変化してい
る。
の電圧電流ベクトル図を示すもので、ａはＵ相サ
イクロコンバータの入力側電圧電流ベクトル図、
ｂはＶ相サイクロコンバータの入力側電圧電流ベ
クトル図、ｃはＷ相サイクロコンバータの入力側
電圧電流ベクトル図、ｄはサイクロコンバータ全
体の入力側電圧電流ベクトル図を表している。こ
のベクトル図は負荷電流が正弦波状に制御されて
いるとき、ある瞬間をとらえて描いたもので、ベ
クトルの大きさ及び位相角は刻々と変化してい
る。
まず、第３図ａのベクトル図を説明する。ＩSS
Ｐは正群コンバータSS−Ｐの入力電流で大きさは
K1（ＩOU＋｜ＩLU｜）、位相角はαpUとなつてい
る。ただし、k1はコンバータの変換定数である。
また、ＩSSNは負群コンバータSS−Ｎの入力電流
で、大きさはk1，ＩOU、位相角はαNU≒180゜−
αpUとなつている。ＩCCUは、サイクロコンバー
タCC−Ｕの入力電流でＩSSPとＩSSNのベクトル
和となる。ＩcapUは進相コンデンサＣpUとＣNUに
流れる進み電流の和で、電源電圧に対して、90゜
進みの一定電流となる。従つて、電源トランス
Truの１次側に流れる電流ＩTRUは、ＩCCUとＩca
ｐＵのベクトル和となり図示のようになる。ＩTRU
を有効分ＩSUと無効分ＩQUに分離すると、負荷電
流ＩLU、循環電流ＩOU及び位相角αPU，αNUを使
つて次のように表わせる。ただし、αNU≒180゜
−αpUとして取扱う。
Ｐは正群コンバータSS−Ｐの入力電流で大きさは
K1（ＩOU＋｜ＩLU｜）、位相角はαpUとなつてい
る。ただし、k1はコンバータの変換定数である。
また、ＩSSNは負群コンバータSS−Ｎの入力電流
で、大きさはk1，ＩOU、位相角はαNU≒180゜−
αpUとなつている。ＩCCUは、サイクロコンバー
タCC−Ｕの入力電流でＩSSPとＩSSNのベクトル
和となる。ＩcapUは進相コンデンサＣpUとＣNUに
流れる進み電流の和で、電源電圧に対して、90゜
進みの一定電流となる。従つて、電源トランス
Truの１次側に流れる電流ＩTRUは、ＩCCUとＩca
ｐＵのベクトル和となり図示のようになる。ＩTRU
を有効分ＩSUと無効分ＩQUに分離すると、負荷電
流ＩLU、循環電流ＩOU及び位相角αPU，αNUを使
つて次のように表わせる。ただし、αNU≒180゜
−αpUとして取扱う。
ＩSU＝ＩSSP・cosαpu＋ＩSSN・cosαNU≒（ＩSSP
−ＩSSN）・cosαpU＝k1（ＩOU＋｜ＩLU｜−ＩOU）・cosαpU
＝k1｜ＩLU｜・cosαpUＩQU＝ＩSSP・sinαpU＋ＩSSN・sinαNU−Icapu
≒（ＩSSP＋ＩSSN）・sinαpU−Icapu＝k1（ＩOU
＋｜ＩLU｜＋ＩOU）sinαpu−Icapu＝k1（2IOU＋｜ＩLU｜）・sinαpU−Icapu
上式は、負荷電流ＩLU、循環電流Iou及び位相
角αpuが変しても成り立つものである。なお、
ＩTRUの大きさは√2 SU＋2 QUとなることは言うま
でもない。
角αpuが変しても成り立つものである。なお、
ＩTRUの大きさは√2 SU＋2 QUとなることは言うま
でもない。
第３図ｂはＶ相サイクロコンバータの入力側電
圧電流ベクトル図で、同様に電源トランスTrVの
１次側に流れる電流ＩTRVの有効分Isv及び無効成
分ＩQVは次のように表わせる。ただし、αNV≒
180゜−αPvとする。
圧電流ベクトル図で、同様に電源トランスTrVの
１次側に流れる電流ＩTRVの有効分Isv及び無効成
分ＩQVは次のように表わせる。ただし、αNV≒
180゜−αPvとする。
Isv≒k1｜ＩLV｜・cosαpv
ＩQV≒k1（2Iov
＋｜ＩLV｜）・sinαpv−Icapv
Icapvは電源トランスTrvの２次側に接続され
た進相コンデンサCpvとＣNVに流れる進み電流の
和で、通常Icapuに等しく選定される。
た進相コンデンサCpvとＣNVに流れる進み電流の
和で、通常Icapuに等しく選定される。
さらに、第３図ｃのＷ相サイクロコンバータの
入力側電圧電流ベクトル図について、同様に電源
トランスTrwの１次側に流れる電流ＩTRWの有効
分Isw及び無効分ＩQWを表わすと次のようにな
る。ただし、αNW≒180゜−αpwとする。
入力側電圧電流ベクトル図について、同様に電源
トランスTrwの１次側に流れる電流ＩTRWの有効
分Isw及び無効分ＩQWを表わすと次のようにな
る。ただし、αNW≒180゜−αpwとする。
Isw≒k1・｜ＩLW｜・cosαpw
ＩQW≒k1（2Iow
｜ＩLW｜）・sinαpw−Icapw
Icapwは進相コンデンサCpwとＣNWに流れる進
み電流の和で、通常Icapuに等しく選定される。
み電流の和で、通常Icapuに等しく選定される。
第３図ｄは受電端の電圧電流ベクトル図を示す
もので、電源電流IsはＩTRU，ＩTRV，ＩTRWのベ
クトル和となる。Isが電源電圧Vsと同相になる
ためには上記電源トランス電流の無効分ＩQU，Ｉ
QV，ＩQW、の和が零になればよい。すなわち、次
式を満足するように各相サイクロコンバータの循
環電流Iou，Iov，Iowを制御してやればよい。
もので、電源電流IsはＩTRU，ＩTRV，ＩTRWのベ
クトル和となる。Isが電源電圧Vsと同相になる
ためには上記電源トランス電流の無効分ＩQU，Ｉ
QV，ＩQW、の和が零になればよい。すなわち、次
式を満足するように各相サイクロコンバータの循
環電流Iou，Iov，Iowを制御してやればよい。
ＩQU＋ＩQV＋ＩQW＝０
∴Icapu＋Icapv＋Icapw＝k1（2Iou＋｜ＩLU｜）・sinαpu
＋k1（2Iov＋｜ＩLV｜）sinαpvk1（2Iow＋｜ＩLW）sinαpw
第２図の実施例では無効電力制御を次のように
行なつている。すなわち、受電端の電圧と電流を
各々変成器PT及び変流器CTSで検出し、無効電
力演算回路VARによつて無効電力Ｑを演算す
る。比較器C1は無効電力設定器VRの出力すなわ
ち無効電力指令値Ｑ*と上記無効電力Ｑを比較す
るもので、偏差ε１＝Ｑ*−Ｑを発生する。Ｑ*
は通常零に設定され、電源側の基本波力率を１に
制御する。偏差ε１は制御補償回路Ｈ（ｓ）を介
して循環電流の指令値Io*となる。Ｈ（ｓ）はε
１の定常偏差を零にするための積分要素がよく使
われる。
行なつている。すなわち、受電端の電圧と電流を
各々変成器PT及び変流器CTSで検出し、無効電
力演算回路VARによつて無効電力Ｑを演算す
る。比較器C1は無効電力設定器VRの出力すなわ
ち無効電力指令値Ｑ*と上記無効電力Ｑを比較す
るもので、偏差ε１＝Ｑ*−Ｑを発生する。Ｑ*
は通常零に設定され、電源側の基本波力率を１に
制御する。偏差ε１は制御補償回路Ｈ（ｓ）を介
して循環電流の指令値Io*となる。Ｈ（ｓ）はε
１の定常偏差を零にするための積分要素がよく使
われる。
各サイクロコンバータの循環電流Iou，Iov，
Iowは前に述べたように指令値Iou*，Iow*，
Iow*に等しくなるように制御される。ここでは
Iou*＝Iov*＝Iow*＝Io*として与えている。
Iowは前に述べたように指令値Iou*，Iow*，
Iow*に等しくなるように制御される。ここでは
Iou*＝Iov*＝Iow*＝Io*として与えている。
Ｑ*＝０として受電端の基本波力率が進みの場
合Ｑは負の値となり、ε１＝Ｑ*−Ｑ＝−Ｑは正
の値となる。従つてε１＞０がＨ（ｓ）によつて
積分され、Io*は増加する。故にIou＝Iov＝Iow
が増加し、前式右辺の遅れ無効分を増加させる。
逆に、受電端の基本波力率が遅れになつた場合Ｑ
の値は正となり、ε１は負の値となる。故にIo*
は減少し前式右辺の遅れ無効分を減少させる。こ
のようにして、Ｑ＝Ｑ*＝０になるように制御さ
れる。負荷電流の大きさ｜ＩLU｜，｜ＩLV｜，｜
ＩLW｜及び位相角αpu，αpv，αpwが変化した
場合にもそれに応じてε１が変化し、Io*を制御
してＱ＝０になるように制御される。このとき
Io*は次式を満足している。
合Ｑは負の値となり、ε１＝Ｑ*−Ｑ＝−Ｑは正
の値となる。従つてε１＞０がＨ（ｓ）によつて
積分され、Io*は増加する。故にIou＝Iov＝Iow
が増加し、前式右辺の遅れ無効分を増加させる。
逆に、受電端の基本波力率が遅れになつた場合Ｑ
の値は正となり、ε１は負の値となる。故にIo*
は減少し前式右辺の遅れ無効分を減少させる。こ
のようにして、Ｑ＝Ｑ*＝０になるように制御さ
れる。負荷電流の大きさ｜ＩLU｜，｜ＩLV｜，｜
ＩLW｜及び位相角αpu，αpv，αpwが変化した
場合にもそれに応じてε１が変化し、Io*を制御
してＱ＝０になるように制御される。このとき
Io*は次式を満足している。
Io*＝Iou*＝I0v*＝Iow*
≒Ｉｃａｐｕ＋Ｉｃａｐｖ＋Ｉｃａｐｗ−ｋ１（｜ＩＬＵ｜ｓｉｎαｐｕ＋｜ＩＬＶ｜ｓｉｎαｐｖ＋｜ＩＬＷ｜
ｓｉｎαｐｗ）／２ｋ１（ｓｉｎαｐｕ＋ｓｉｎαｐｖ＋ｓｉｎαｐｗ） 第４図は上述のような無効電力制御を行なつた
ときの入力側電流の大きさ（正弦波入力電流の波
高値）を示すもので、IccuはＵ相サイクロコンバ
ータCC−Ｕの入力電流、ＩTRUは電源トランス
Truの１次側電流を示す。破線のk1｜ＩLU｜は循
環電流Iouが流れないときのCC−Ｕの入力電流の
大きさを示すもので、上述の循環電流Iouが流れ
ることによつて２点鎖線で示されるIccuとなる。
Iccuの有効分Iccu−Sは前述のＩTRUの有効分Isu
に等く、Iccu−S＝k1・｜ＩLU｜・cosαpuであ
る。また、Iccuの無効分Iccu−Qは前述のＩTRUの
無効分ＩQUでIccpu＝０としたもので Iccu−Q＝k1（2Iou＋｜ＩLU｜）・sinαpu となる。故にIccuの大きさは√2−S＋2
−Qとなり負荷電流の絶対値｜ＩLU｜、循環電流
Iou及び位相角によつて図示のように変化する。
Iou＝０とすると√2−S＋＋2−Q＝
k1・｜ＩLU｜となり破線の曲線となる。すなわ
ち、循環電流Iouが流れることによつてＵ相サイ
クロコンバータの入力電流Iccuが増大することを
示している。
ｓｉｎαｐｗ）／２ｋ１（ｓｉｎαｐｕ＋ｓｉｎαｐｖ＋ｓｉｎαｐｗ） 第４図は上述のような無効電力制御を行なつた
ときの入力側電流の大きさ（正弦波入力電流の波
高値）を示すもので、IccuはＵ相サイクロコンバ
ータCC−Ｕの入力電流、ＩTRUは電源トランス
Truの１次側電流を示す。破線のk1｜ＩLU｜は循
環電流Iouが流れないときのCC−Ｕの入力電流の
大きさを示すもので、上述の循環電流Iouが流れ
ることによつて２点鎖線で示されるIccuとなる。
Iccuの有効分Iccu−Sは前述のＩTRUの有効分Isu
に等く、Iccu−S＝k1・｜ＩLU｜・cosαpuであ
る。また、Iccuの無効分Iccu−Qは前述のＩTRUの
無効分ＩQUでIccpu＝０としたもので Iccu−Q＝k1（2Iou＋｜ＩLU｜）・sinαpu となる。故にIccuの大きさは√2−S＋2
−Qとなり負荷電流の絶対値｜ＩLU｜、循環電流
Iou及び位相角によつて図示のように変化する。
Iou＝０とすると√2−S＋＋2−Q＝
k1・｜ＩLU｜となり破線の曲線となる。すなわ
ち、循環電流Iouが流れることによつてＵ相サイ
クロコンバータの入力電流Iccuが増大することを
示している。
従つて、第１図の従来の無効電力制御形サイク
ロコンバータでは、電源トランスTruの容量とし
てks・Iccu・Vs〔VA〕が必要とされた。ただし
Vsは電源電圧、ksは比例定数である。
ロコンバータでは、電源トランスTruの容量とし
てks・Iccu・Vs〔VA〕が必要とされた。ただし
Vsは電源電圧、ksは比例定数である。
これに対し、本発明装置の電源トランスTruに
はＩTRUとして、第４図の実線で示される大きさ
の電流しか流れない。その理由は、進相コンデン
サCpu及びＣNUを電源トランスTruの２次側に設
けたため、Iccuの無効分Iccu−Q（遅れ）とIcapu
（進み）が互いに打消し合つて電源トランスの電
流ＩTRUの無効分ＩQUの大きさが小さくなるから
である。
はＩTRUとして、第４図の実線で示される大きさ
の電流しか流れない。その理由は、進相コンデン
サCpu及びＣNUを電源トランスTruの２次側に設
けたため、Iccuの無効分Iccu−Q（遅れ）とIcapu
（進み）が互いに打消し合つて電源トランスの電
流ＩTRUの無効分ＩQUの大きさが小さくなるから
である。
ＩQU＝Iccu−Q−Icapuになることは前にも述べ
た。
た。
従つて、電源トランスTruの容量としてはks・
ＩTRU・Vs〔VA〕だけ用意すればよい。ＩTRUは
刻々変化しているので、どの点の値をとればよい
か不明であるが、電源トランスとしては、熱容量
の大きさで左右されるので、第４図の波形の平均
値あるいは実効値から決定すれば良い。
ＩTRU・Vs〔VA〕だけ用意すればよい。ＩTRUは
刻々変化しているので、どの点の値をとればよい
か不明であるが、電源トランスとしては、熱容量
の大きさで左右されるので、第４図の波形の平均
値あるいは実効値から決定すれば良い。
Ｖ相、Ｗ相の電源トランスTrv，Trwの容量も
同様に改善される。
同様に改善される。
進相コンデンサCpu，ＣNU，Cpv，ＣNV，
Cpw，ＣNWの容量は従来一括して設置された進
相コンデンサＣの容量の1/6を用意すれば良い。
Cpw，ＣNWの容量は従来一括して設置された進
相コンデンサＣの容量の1/6を用意すれば良い。
以上のように本発明の無効電力補償形サイクロ
コンバータ装置によれば、受電端の基本波力率を
常に１に制御することができ、しかも進相コンデ
ンサの容量を増大させることなく電源トランスの
容量を大幅に低減させることができる。
コンバータ装置によれば、受電端の基本波力率を
常に１に制御することができ、しかも進相コンデ
ンサの容量を増大させることなく電源トランスの
容量を大幅に低減させることができる。
ここでは、実施例として、３相出力のサイクロ
コンバータについて説明したが、単相出力サイク
ロコンバータはもとより、２相以上の多相出力サ
イクロコンバータにも同様に適用できることは言
うまでもない。
コンバータについて説明したが、単相出力サイク
ロコンバータはもとより、２相以上の多相出力サ
イクロコンバータにも同様に適用できることは言
うまでもない。
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図は本発明の無効電力制
御形サイクロコンバータ装置の実施例を示す構成
図、第３図は第２図の装置の動作を説明するため
の電圧電流ベクトル図、第４図は同じく第２図の
装置の動作を説明するための入力電流の大きさを
示す波形図である。 CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ本体、Tru，Trv，Trw……電
源トランス、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Cpu，ＣNU，
Cpv，ＣNV，Cpw，ＣNW……進相コンデンサ、
SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コ
ンバータ、L01，L02……直流リアクトル、CONT
−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗ……電流制御回
路、VAR……無効電力演算回路、VR……無効電
力設定器、Ｈ（Ｓ）……制御補償回路、ABS…
…絶対値回路、K0，K1，K2，K3……演算増幅
器、A1，A2，A3，A4……加算器、C1，C2，C3…
…比較器、PH−Ｐ，PH−Ｎ……位相制御回路、
CTs，CTLU，CTLV，CTLW，CTpu，CTpv……
電流検出器。
ータ装置の構成図、第２図は本発明の無効電力制
御形サイクロコンバータ装置の実施例を示す構成
図、第３図は第２図の装置の動作を説明するため
の電圧電流ベクトル図、第４図は同じく第２図の
装置の動作を説明するための入力電流の大きさを
示す波形図である。 CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ本体、Tru，Trv，Trw……電
源トランス、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Cpu，ＣNU，
Cpv，ＣNV，Cpw，ＣNW……進相コンデンサ、
SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コ
ンバータ、L01，L02……直流リアクトル、CONT
−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗ……電流制御回
路、VAR……無効電力演算回路、VR……無効電
力設定器、Ｈ（Ｓ）……制御補償回路、ABS…
…絶対値回路、K0，K1，K2，K3……演算増幅
器、A1，A2，A3，A4……加算器、C1，C2，C3…
…比較器、PH−Ｐ，PH−Ｎ……位相制御回路、
CTs，CTLU，CTLV，CTLW，CTpu，CTpv……
電流検出器。
Claims (1)
- １ 電源線路から電源トランスを介して電力が供
給される正群コンバータ及び負群コンバータを備
えた循環電流式サイクロコンバータにおいて、前
記電源トランスの二次側に進相コンデンサを前記
正群コンバータと負群コンバータとに分割して接
続し、受電端の無効電力を設定値に一致するよう
に当該サイクロコンバータの循環電流を制御する
ことを特徴とする無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15545980A JPS5780267A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Reactive power control type cycloconverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15545980A JPS5780267A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Reactive power control type cycloconverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5780267A JPS5780267A (en) | 1982-05-19 |
| JPS6155346B2 true JPS6155346B2 (ja) | 1986-11-27 |
Family
ID=15606503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15545980A Granted JPS5780267A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Reactive power control type cycloconverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5780267A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63160688U (ja) * | 1987-04-08 | 1988-10-20 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61157266A (ja) * | 1984-12-28 | 1986-07-16 | Toshiba Corp | サイクロコンバ−タの並列運転装置 |
-
1980
- 1980-11-05 JP JP15545980A patent/JPS5780267A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63160688U (ja) * | 1987-04-08 | 1988-10-20 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5780267A (en) | 1982-05-19 |
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