JPS59175384A - 回生用整流回路の点弧方法 - Google Patents
回生用整流回路の点弧方法Info
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- JPS59175384A JPS59175384A JP4963083A JP4963083A JPS59175384A JP S59175384 A JPS59175384 A JP S59175384A JP 4963083 A JP4963083 A JP 4963083A JP 4963083 A JP4963083 A JP 4963083A JP S59175384 A JPS59175384 A JP S59175384A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/66—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal
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- H02M7/72—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/75—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/757—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電力回生用整流回路としてダイオード整流器の
名ダイオードに自己消弧素子を述並列接続［た場合の点
弧方法に係り、特に入力電源電圧波形の歪み等に何ら関
係なく常に安定した転流動作を可能とする、電力回生用
整流回路の点弧方法を提供しようとするものである。
名ダイオードに自己消弧素子を述並列接続［た場合の点
弧方法に係り、特に入力電源電圧波形の歪み等に何ら関
係なく常に安定した転流動作を可能とする、電力回生用
整流回路の点弧方法を提供しようとするものである。
電動機の可変′周波電源として■Ｍインバータが好んで
用いられているが、この１％（インバータの整流器とし
て制御能力のないダイオード整流器を用いられるが、か
かる鼎インバータで急速減速等を行なう場合に、ダイオ
ード整流器はよく知られ、ているように電力回生ができ
ないので一第１図に示すよ−うに陥４インバータに電力
回生専用の他励インバータ３を接続して所定のカ行運転
２回生運転が行なわれている。なお第１図で昏裔インバ
ータは、ダイオード病〜Ｄ６をブリッジ接続したダイオ
ード整流器１と、サイリスタ素子Ｓｕ−８ｗ及び５ｘ−
８ｚを純ブリツジ接続し且つ各サイリスタ素子に帰還ダ
イオードＤｕ−Ｄｗ 、 Ｄｘ−Ｄｚ １に逆並列接続
して形成した逆変換部２と、直流中間回路の直流リアク
トルＤＣＬ１とでそれぞれ構成される。さらに他励イン
バータ３は、サイリスタＳ！〜８６ヲ純プリンジ接続し
たものと変圧器ＴＦ”と循遷電流抑制用のりアクドルＤ
ＣＩ、とで構成され、特に変圧器ＴＦは、ダイオード整
流器１の各ダイオードと他励インバータ乙の各サイリス
タとを通して流れる循還電流を防止する目的で絶縁トラ
ンスが用いられており、さらに他励インバータ６の各サ
イリスク素子は、所定の０Ｎ−ＯＦＦ動作を行なう為に
は、所要の転流余裕角が必要であるので必然的に他励イ
ンバータの出力電圧がダイオード整流器のｔ波整流値よ
りも低くなるので、ステップアップの目的の為に挿入さ
れる。このような他励インバータを用いた電力回生法に
あっては、商用電源電圧波形が歪んだ場合には転流余裕
角の不足などで転流失敗を生じ易いとか、さらには前述
したように出力電圧のステップアップ、及び循還電流を
防止する目的で絶縁変圧器ＴＦ、電流抑制用リアクトル
ＤＣＬ、を必要とし不経済である等の問題がある。この
ような他励インバータの回生方法に対して、例えばｍイ
ンバータのダイオード整流器１の各ダイオード素子群Ｄ
１〜Ｄ６にトランジスタ等の自己消弧素子を逆並列接続
し、て、これら自己消弧素子群な介して負荷側よりの回
生電力を商用周波電源母線側え回生ずる方法が一応考え
られる。この方法を示し、たものが第６図で、自己消弧
素子と［−でトランジスタ素子群Ｔ１〜Ｔ３を適用した
例であるが、この方法によれば、他励インバータにみら
れるよ５た絶縁変圧器及び循還電流抑制用リアクトルを
不要とするので、回路構成が簡素化され経済的な装＠を
実現できるが、例えば所定の回生運転時に際して、第２
図の商用筒、源電圧波形で最も電位が高いＶ相の期間に
第３図のトランジスタＴ２が導通しておシ、このＶ相期
間に何らかの原因で電源電圧波形が第２図に示すように
歪んて・Ｖ相の電位に対してＷ相の電位の方が高くなっ
たような場合、第３図の破線で示すようにＷ相のダイオ
ードＤ３→Ｖ相のトランジスタＴ！の経路を通して電流
が流れ電源側短絡が生ずる。この短絡電流は、Ｗ相とＶ
相の差電圧と電源インピーダンスと第２図の電源電圧波
形の歪み期間との６諸量で決定され、この短絡電流にｍ
インバータの直流中間回路よシの電流値も加算され、非
常に太ぎな事故電流となる。従って大ぎな事故電流に絶
え得るだけの過電流耐量値が現存の電力用トランジスタ
素子には１ｆいので、トランジスタ素子群は熱破壊し運
転継続が不可部になってしまう。
用いられているが、この１％（インバータの整流器とし
て制御能力のないダイオード整流器を用いられるが、か
かる鼎インバータで急速減速等を行なう場合に、ダイオ
ード整流器はよく知られ、ているように電力回生ができ
ないので一第１図に示すよ−うに陥４インバータに電力
回生専用の他励インバータ３を接続して所定のカ行運転
２回生運転が行なわれている。なお第１図で昏裔インバ
ータは、ダイオード病〜Ｄ６をブリッジ接続したダイオ
ード整流器１と、サイリスタ素子Ｓｕ−８ｗ及び５ｘ−
８ｚを純ブリツジ接続し且つ各サイリスタ素子に帰還ダ
イオードＤｕ−Ｄｗ 、 Ｄｘ−Ｄｚ １に逆並列接続
して形成した逆変換部２と、直流中間回路の直流リアク
トルＤＣＬ１とでそれぞれ構成される。さらに他励イン
バータ３は、サイリスタＳ！〜８６ヲ純プリンジ接続し
たものと変圧器ＴＦ”と循遷電流抑制用のりアクドルＤ
ＣＩ、とで構成され、特に変圧器ＴＦは、ダイオード整
流器１の各ダイオードと他励インバータ乙の各サイリス
タとを通して流れる循還電流を防止する目的で絶縁トラ
ンスが用いられており、さらに他励インバータ６の各サ
イリスク素子は、所定の０Ｎ−ＯＦＦ動作を行なう為に
は、所要の転流余裕角が必要であるので必然的に他励イ
ンバータの出力電圧がダイオード整流器のｔ波整流値よ
りも低くなるので、ステップアップの目的の為に挿入さ
れる。このような他励インバータを用いた電力回生法に
あっては、商用電源電圧波形が歪んだ場合には転流余裕
角の不足などで転流失敗を生じ易いとか、さらには前述
したように出力電圧のステップアップ、及び循還電流を
防止する目的で絶縁変圧器ＴＦ、電流抑制用リアクトル
ＤＣＬ、を必要とし不経済である等の問題がある。この
ような他励インバータの回生方法に対して、例えばｍイ
ンバータのダイオード整流器１の各ダイオード素子群Ｄ
１〜Ｄ６にトランジスタ等の自己消弧素子を逆並列接続
し、て、これら自己消弧素子群な介して負荷側よりの回
生電力を商用周波電源母線側え回生ずる方法が一応考え
られる。この方法を示し、たものが第６図で、自己消弧
素子と［−でトランジスタ素子群Ｔ１〜Ｔ３を適用した
例であるが、この方法によれば、他励インバータにみら
れるよ５た絶縁変圧器及び循還電流抑制用リアクトルを
不要とするので、回路構成が簡素化され経済的な装＠を
実現できるが、例えば所定の回生運転時に際して、第２
図の商用筒、源電圧波形で最も電位が高いＶ相の期間に
第３図のトランジスタＴ２が導通しておシ、このＶ相期
間に何らかの原因で電源電圧波形が第２図に示すように
歪んて・Ｖ相の電位に対してＷ相の電位の方が高くなっ
たような場合、第３図の破線で示すようにＷ相のダイオ
ードＤ３→Ｖ相のトランジスタＴ！の経路を通して電流
が流れ電源側短絡が生ずる。この短絡電流は、Ｗ相とＶ
相の差電圧と電源インピーダンスと第２図の電源電圧波
形の歪み期間との６諸量で決定され、この短絡電流にｍ
インバータの直流中間回路よシの電流値も加算され、非
常に太ぎな事故電流となる。従って大ぎな事故電流に絶
え得るだけの過電流耐量値が現存の電力用トランジスタ
素子には１ｆいので、トランジスタ素子群は熱破壊し運
転継続が不可部になってしまう。
本発明はこの点に鑑みて発明されたものであって、特に
本発明は回生運転時に際して、商用周波電源電圧が印加
される素子群で最も高電位にある自己消弧素子と、最も
低電位にある自己消弧素子とが常に導通するＬうに点弧
方法を決定づけることで、常時安定した転流動作が行な
えるようにしたことを一太特徴とし、以下第４図に示す
実施例に基づき詳述する。
本発明は回生運転時に際して、商用周波電源電圧が印加
される素子群で最も高電位にある自己消弧素子と、最も
低電位にある自己消弧素子とが常に導通するＬうに点弧
方法を決定づけることで、常時安定した転流動作が行な
えるようにしたことを一太特徴とし、以下第４図に示す
実施例に基づき詳述する。
第４図の実施例で圏インバータの主回路構成は従来装置
と全く同一に構成され、木実流側では特に回生運転時に
動作する回生用整流回路の素子群の点弧信号を導入する
手段として、絶縁変圧器Ｔ１とダイオード素子群Ｄ７〜
Ｄ１２ よりなる整流器と、この整流器の直流出力端子
間に設けた抵抗とでそれぞれ構成した第１の整流回路４
１と、この回路と全く同一構成のＩ！２の整流回路４２
と、こわら整流回路よシ導びかれる直流出力信号を基に
商用周波電源！王の最も電位が高い相と、最も電位が低
い相とを導びき出す最大値−最小値溝■回路５と、この
回路より導びかれる信号を基に回生用整流回路１のトラ
ンジスタ素子群Ｔ、−Ｔ６のペースドライブ信号を形成
するペースドライブ回路６と、ベースドライブ信号を一
旦増幅するパルス増幅回路７とでベースドライブ信号発
生回路を構成する。
と全く同一に構成され、木実流側では特に回生運転時に
動作する回生用整流回路の素子群の点弧信号を導入する
手段として、絶縁変圧器Ｔ１とダイオード素子群Ｄ７〜
Ｄ１２ よりなる整流器と、この整流器の直流出力端子
間に設けた抵抗とでそれぞれ構成した第１の整流回路４
１と、この回路と全く同一構成のＩ！２の整流回路４２
と、こわら整流回路よシ導びかれる直流出力信号を基に
商用周波電源！王の最も電位が高い相と、最も電位が低
い相とを導びき出す最大値−最小値溝■回路５と、この
回路より導びかれる信号を基に回生用整流回路１のトラ
ンジスタ素子群Ｔ、−Ｔ６のペースドライブ信号を形成
するペースドライブ回路６と、ベースドライブ信号を一
旦増幅するパルス増幅回路７とでベースドライブ信号発
生回路を構成する。
以上のように構成される木実流側の動作を第５図のタイ
ムチャート図を参照し乍ら述べると、負荷電動機のカ行
運転時に於ては、回生用整流回路１のトランジスタ素子
群Ｔ１〜Ｔ６が非導通状態にあって、回路１のダイオー
ド素子群Ｄ１〜Ｄ６で整流した直流電圧を逆変換部２で
所定のＰＲＭ制御を行なって、交流出力電圧の半周期毎
に所定数のパルス電圧を発生する近似正弦波の所要の電
力を得、この近似正弦波の電力を以って負荷電動機をカ
行運転する。このカ行運転時に際（−で急速減速して逆
転駆動するとか、さらには急速減速して停止する場合、
よく知られているように逆変換部２のサイリスタ素子群
５ｕ−８ｚを消弧して、且つ回生用整流回路１のトラン
ジスタ素子群Ｔ、−Ｔ６を導通して負荷電動機よりの回
生電力を、逆変換部２の帰還ダイオード群Ｄｕ−Ｄｚ及
び回生用整流回路１のトランジスタ素子群Ｔ１〜Ｔ６の
経路を通して商用周波電源母線側え回生ずるものである
が、かかる回生運転時に際して、木実施例では先ず最大
値−最小値導出回路５よｐ導びかれる最も高電位にある
相判別信号と、最も低電位にある相判別信号との２信号
を基にベースドライブ回路６で所要のペースドライブ信
号を得、この信号をパルス増幅回路７で一旦増幅したド
ライブ信号で回生用整流回路１のトランジスタ素子群Ｔ
１〜Ｔ６をベースドライブする。
ムチャート図を参照し乍ら述べると、負荷電動機のカ行
運転時に於ては、回生用整流回路１のトランジスタ素子
群Ｔ１〜Ｔ６が非導通状態にあって、回路１のダイオー
ド素子群Ｄ１〜Ｄ６で整流した直流電圧を逆変換部２で
所定のＰＲＭ制御を行なって、交流出力電圧の半周期毎
に所定数のパルス電圧を発生する近似正弦波の所要の電
力を得、この近似正弦波の電力を以って負荷電動機をカ
行運転する。このカ行運転時に際（−で急速減速して逆
転駆動するとか、さらには急速減速して停止する場合、
よく知られているように逆変換部２のサイリスタ素子群
５ｕ−８ｚを消弧して、且つ回生用整流回路１のトラン
ジスタ素子群Ｔ、−Ｔ６を導通して負荷電動機よりの回
生電力を、逆変換部２の帰還ダイオード群Ｄｕ−Ｄｚ及
び回生用整流回路１のトランジスタ素子群Ｔ１〜Ｔ６の
経路を通して商用周波電源母線側え回生ずるものである
が、かかる回生運転時に際して、木実施例では先ず最大
値−最小値導出回路５よｐ導びかれる最も高電位にある
相判別信号と、最も低電位にある相判別信号との２信号
を基にベースドライブ回路６で所要のペースドライブ信
号を得、この信号をパルス増幅回路７で一旦増幅したド
ライブ信号で回生用整流回路１のトランジスタ素子群Ｔ
１〜Ｔ６をベースドライブする。
かかるペースドライブ時のタイムチャート図を示したも
のが第５図の波形図でおって、第５回置は商用周波の電
源電圧波形を示し、同様顛第５図（ｌは一例として回生
用整流回路１のトランジスタＴ２に印加される逆電圧波
形（これはダイオードＤ２の順方向電圧波形ともなる）
を示し、第５図（ｑは（Ｊ相のトランジスタＴ１のペー
スドライブ信号を、第５図（口はＷ相のペースドライブ
信号を、第５口出はＶ相のペースドライブ信号をそれぞ
れ示す。従ってＵ相の電位が最も高いＴ１期間では回生
用整流回路１のトランジスタＴ１が導通し、同様に期間
Ｔ。
のが第５図の波形図でおって、第５回置は商用周波の電
源電圧波形を示し、同様顛第５図（ｌは一例として回生
用整流回路１のトランジスタＴ２に印加される逆電圧波
形（これはダイオードＤ２の順方向電圧波形ともなる）
を示し、第５図（ｑは（Ｊ相のトランジスタＴ１のペー
スドライブ信号を、第５図（口はＷ相のペースドライブ
信号を、第５口出はＶ相のペースドライブ信号をそれぞ
れ示す。従ってＵ相の電位が最も高いＴ１期間では回生
用整流回路１のトランジスタＴ１が導通し、同様に期間
Ｔ。
ではＶ相のトランジスタＴ２が導通ずることになる。
かかるペースドライブ時にあって、■相が最も高電位に
あってこれと対応してＶ相のトランジスタＴ２が導通し
ている期間に、第５図（４）に示すように時刻１．点で
何らかの原因で電源電圧波形が歪み急激に零電位に落ち
込んだ場合、Ｖ相の電位に対してＷ相の電位の方が高く
なるので、この条件を基に最大値−最小値導出回路５で
は時刻ｔ１点でＷ相のトランジスタＴ３にＯＮ用のペー
スドライブ信号を与えて導通すると共に、■相のトラン
ジスタＴ２に逆方向のペースドライブ信号を与えて即座
に消弧する。なお、かかる期間では負極側の欠相の素子
に与えられるＯＮ用のペースドライブ信号はそのまま継
続して、Ｗ相のトランジスタＴ、及び欠相のトランジス
タＴ４の経路を通して回生電力が電源側え回生されるこ
とになる。この動作は電源電圧波形が正常に彷帰する時
刻ｔ２点まで継続し、従来装置でみられるようなＶ相の
トランジスタＴ、が導通時にある為に生ずるｖ−Ｗ間の
電源短絡事故は未然に防止できる。さて時刻ｔ１点でＶ
相の電源電圧が正常に後部すると、最大値−最小値導出
回路５より与えられるＶ相判別信号を基に■相のトラン
ジスタＴ２にＯＮ用のペースドライブ信号を与えると共
に、Ｗ相のトランジスタＴ、にＯＦＦ用のペースドライ
ブ信号を与えて、負荷よりの回生電力はＶ相のトランジ
スタＴ２及び欠相のトランジスタＴ４の経路で電源側え
回生させる。時刻ｔ３点ではＷ相の電位がＶ相の電位よ
り高くなるので、最も高電位にあるＷ相と最も低電位に
ある欠相とを通して回生電力を回生させる。
あってこれと対応してＶ相のトランジスタＴ２が導通し
ている期間に、第５図（４）に示すように時刻１．点で
何らかの原因で電源電圧波形が歪み急激に零電位に落ち
込んだ場合、Ｖ相の電位に対してＷ相の電位の方が高く
なるので、この条件を基に最大値−最小値導出回路５で
は時刻ｔ１点でＷ相のトランジスタＴ３にＯＮ用のペー
スドライブ信号を与えて導通すると共に、■相のトラン
ジスタＴ２に逆方向のペースドライブ信号を与えて即座
に消弧する。なお、かかる期間では負極側の欠相の素子
に与えられるＯＮ用のペースドライブ信号はそのまま継
続して、Ｗ相のトランジスタＴ、及び欠相のトランジス
タＴ４の経路を通して回生電力が電源側え回生されるこ
とになる。この動作は電源電圧波形が正常に彷帰する時
刻ｔ２点まで継続し、従来装置でみられるようなＶ相の
トランジスタＴ、が導通時にある為に生ずるｖ−Ｗ間の
電源短絡事故は未然に防止できる。さて時刻ｔ１点でＶ
相の電源電圧が正常に後部すると、最大値−最小値導出
回路５より与えられるＶ相判別信号を基に■相のトラン
ジスタＴ２にＯＮ用のペースドライブ信号を与えると共
に、Ｗ相のトランジスタＴ、にＯＦＦ用のペースドライ
ブ信号を与えて、負荷よりの回生電力はＶ相のトランジ
スタＴ２及び欠相のトランジスタＴ４の経路で電源側え
回生させる。時刻ｔ３点ではＷ相の電位がＶ相の電位よ
り高くなるので、最も高電位にあるＷ相と最も低電位に
ある欠相とを通して回生電力を回生させる。
以上のように本発明では、所定の回生運転時に商用周波
電源電圧で最も高電位の相と最も低電位の相とを監視し
ておいて、判別した相信号を基にこれと対応する相の自
己消弧素子をベースドライブするようにしたものである
から、以下に示すように踵々の効果な秦するものである
。
電源電圧で最も高電位の相と最も低電位の相とを監視し
ておいて、判別した相信号を基にこれと対応する相の自
己消弧素子をベースドライブするようにしたものである
から、以下に示すように踵々の効果な秦するものである
。
■ 回虫運転時に商用周波電源母線側で電源電圧の歪み
或いは欠相などが生じた場合でも、常に商用周波電源電
圧に対応して最も高電位の相と低電位の相との各自己消
弧素子をベースドライブするよ５にしたので、運転全域
に渡って安定した回生運転を行なうことができる。
或いは欠相などが生じた場合でも、常に商用周波電源電
圧に対応して最も高電位の相と低電位の相との各自己消
弧素子をベースドライブするよ５にしたので、運転全域
に渡って安定した回生運転を行なうことができる。
■ 回生用整流回路で回生運転時に動作する素子はトラ
ンジスタ、ゲートターンオフサイリスタなどの自己消弧
素子であるので、逆阻止型のサイリスタに比し転流面で
の回路構成を簡素化できる。
ンジスタ、ゲートターンオフサイリスタなどの自己消弧
素子であるので、逆阻止型のサイリスタに比し転流面で
の回路構成を簡素化できる。
■ 他励インバータにみられるような絶縁変圧器さらに
は循還電流抑制リアクトルを宅く不要とするので、前記
０項の効果を踏まえて非常に経済的なインバータ装置を
実現できる。
は循還電流抑制リアクトルを宅く不要とするので、前記
０項の効果を踏まえて非常に経済的なインバータ装置を
実現できる。
８１図は他励インバータを用いた場合の従来の回生法を
示す具体的な是インバータの具体的な回路構成図、第２
図は結成インバータのダイオ−ド整流器に自己消弧素子
を逆並列接続【、た場合の従来装置の回生時の動作を説
明する為に用いた電源斌圧波形図、第３図はその説明に
用いる′ＰＩｖＭインバータのダイオード整流器に自己
消弧素子を逆並列接続した従来の回生用整流回路の具体
例を示す回路図、第４図は本発明による一実施例を示す
円インバータの回生回路な含めた具体的な回路構成図、
第５図はその回生時の動作を説明するタイムチャート図
。 １は回生用整流回路、２は逆変摸部、４．−４２は第１
及び第２の整流回路、５は最大値−最小値導出回路、６
はペースドライブ回路、７はパルス増幅回路。 特許出願人
示す具体的な是インバータの具体的な回路構成図、第２
図は結成インバータのダイオ−ド整流器に自己消弧素子
を逆並列接続【、た場合の従来装置の回生時の動作を説
明する為に用いた電源斌圧波形図、第３図はその説明に
用いる′ＰＩｖＭインバータのダイオード整流器に自己
消弧素子を逆並列接続した従来の回生用整流回路の具体
例を示す回路図、第４図は本発明による一実施例を示す
円インバータの回生回路な含めた具体的な回路構成図、
第５図はその回生時の動作を説明するタイムチャート図
。 １は回生用整流回路、２は逆変摸部、４．−４２は第１
及び第２の整流回路、５は最大値−最小値導出回路、６
はペースドライブ回路、７はパルス増幅回路。 特許出願人
Claims (1)
- ダイオード整流器の各ダイオードに自己消弧素子を逆並
列接続して、力行運転時はダイオード整流器で整流した
直流電力火遊変換部に供給し、回生運転時は前記自己消
弧素子群を通して逆変換部の帰還ダイオード群より導び
かれる回生′４力を、商用周波電源母線側え回生ずる回
生用整流回路であって、回生運転時に際Ｉ−で前記自己
消弧素子群を０Ｎ−ＯＦＩ；”制御するようにしたもの
に於て、商用周波電源電圧で最も高電位にある相と最も
低電位にある相とをそれぞれ判別して、これら相判別信
号に対応する前記回生用整流回路の該半相の自己消弧素
子を導通するようにしたことを特徴とする回生用整流回
路の点弧方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4963083A JPS59175384A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 回生用整流回路の点弧方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4963083A JPS59175384A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 回生用整流回路の点弧方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59175384A true JPS59175384A (ja) | 1984-10-04 |
Family
ID=12836536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4963083A Pending JPS59175384A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 回生用整流回路の点弧方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59175384A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005198385A (ja) * | 2004-01-06 | 2005-07-21 | Muscle Corp | モータの駆動装置およびその制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58151879A (ja) * | 1982-03-04 | 1983-09-09 | Fuji Electric Co Ltd | 交直変換回路の制御回路 |
-
1983
- 1983-03-24 JP JP4963083A patent/JPS59175384A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58151879A (ja) * | 1982-03-04 | 1983-09-09 | Fuji Electric Co Ltd | 交直変換回路の制御回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005198385A (ja) * | 2004-01-06 | 2005-07-21 | Muscle Corp | モータの駆動装置およびその制御方法 |
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