JPS59201507A - エミツタホロワ型ｓｅｐｐ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、無遮断Ｂ級のエミッタホロワ型シングル・エ
ンプツト・ブツシュ・プル（ＳＥＰＰ）回路に関するも
のである。

エミッタホロワ型の５ＥＰＰ回路は一般に、効率の点か
らＢ級動作させられ、また上下の伝達特性をスムースに
継ぐためにアイドル電源を流すことが不可欠である。と
ころで、一般的なこのような回路では、一方のトランジ
スタがオンすると他方のトランジスタがカットオフとな
ってしま騒スイッチング歪が発生するが、この欠点を解
消するため最近では、サーボ回路によって常にカットオ
フさせず、常に一定のアイドル電流を流す無遮断Ｂ級回
路とするのが一般的である。このようにするとスイッチ
ング歪は確になくなるが、トランジスタ固有の電流伝達
特性の非直線性に起因する電流歪や指数的伝達特性に起
因する電圧歪については伺らの対策も施されていなかっ
た。

更にアイドル電流はバイポーラトランジスタの場合温度
補償をしな−と熱暴走してしまう不都合がある。そして
従来は、アイドル電源に対して電気的なサーボをかける
ことが行われてしないため、当然のことながら信号の有
無や周囲温度によってアイドル電流値が変化してしまｂ
、信号の有無に関係なく長時間的、短時間的の５ずれに
おいても動作点が変化することになシ好ましくない。

更にまた上述の温度補償が極めてシビアなものであるた
め、設計的に極めて難しい。特に従来の無遮断Ｂ級回路
では、正帰還をオＵ用しているため、アイドル電流の不
安定さが助長され、温度補償を回路的に１００Ｘ行い切
れないことと相俟って設計の困難さを増大していた。

第１図は従来の無遮断ＢＭ８ＥＰＰ回路の基本構成を示
し、図中符号Ａ　１　ｍＡ　２は利得がｌ以下の誤差増
幅器％　Ｂｌ　ｓ　Ｂｔは電圧加算器でよい常圧発生回
路、Ｃは入力信号源、ＶＢはトランジスタＱｓ　−Ｑ２
のバイアス電源である。

第１図にお−で、入力ＩＮに信号がない無信号時のＩＥ
４　＃　ＩＥ　２がマイドル電流■ｄ　　である。

■引ｓ１．１３１！は電源ｖＢから供給されている。今
、トランジスタのベース・エミッタ電圧をＶＢ、、。

エミッタ抵抗をＲＥ　とすると、 となる。入力信号電流ｉ１　　が流れるとｉＥｌが増大
し、トランジスタＱ１の電流増幅率ｋ　ｈｆｅ１とする
と、 ＩＪＣＩ　”　ｈｆ　ｅｌ　＠’　ｉ となる。この相□は抵抗ＲＥ　の両端に電圧を発生し、
増幅器Ａ８０入力電圧Ｖｉ１は Ｖｉ　Ｘ＝　（ＶＢＫ　−ＶＢ　）　＋ｉｘ　ｓ　ＲＥ
＝＝（ＶＢ、Ｋ　　ＶＢ）＋ｈｆｅ４ｉ４Ｒ３となる。

この電圧／ｌｉ増＠器Ａ□がないときにはトランジスタ
Ｑ２のベースケ逆バイアスしてカットオフさせるが、増
幅器Ａ１の利得を１とすると電圧Ｖｉｌがそのままトラ
ンジスタＱ、のベースに正帰還されそのｔ位をもち上げ
るため、トランジスタＱｔｋ逆バイアスさせず常シニ一
定のアイドリング電流Ｉｄを流すことができる。

入力信号電流ｉ１　が反転してトランジスタＱ２をオン
する方向でも全く同様の動作が行われ、トランジスタＱ
ｍ？ｉ＝カットオフさせＺ、ことがなく、無遮断の５級
５ＥＰＰ回路となる。

第２図は第１図の回路における入力信号電流ｉｉ　　に
対する電流伝達特性を示す。一般にトランジスタはその
エミッタ電流が犬きくなるとｈｆｅ（を流増幅率）が急
に低下し、図示のように合成特性も可成シ非厘線的なも
のとなって大きな電流歪を発生する。また上述のように
増幅器Ａ１、Ａ、の利得を１とすると、正帰還率が１０
０％となって抵抗Ｒｇの挿入によるアイドル電流Ｉｔｉ
の安定作用が完全に失われ、上記式＜１）中のＲＥが零
になったのに等しくなシ、従って、アイト°ル電流Ｉｄ
が定まらなくなって発振を起す。実際には増幅器Ａ、　
、　Ａ２の利得を１以下とするが、それでも温度に対し
て極めて不安定なものとなる。

無遮断Ｂ級回路とせず、単に電流伝達特性に起因する歪
を消すため、第１図中のＡ□　、Ａ２を無くし入力信号
源Ｃを定電圧源にした場合に相補する定電圧ドライブと
したときには、伝達特性は第３図のようになるが、この
場合でもトランジスタの指数的伝達特性に起因する歪は
残存する。

定電圧ドライブ法を適用した従来の３級５ＥＰＰ回路で
は、（１）指数関数的な伝達特性に起因する歪や出力ト
ランジスタのオン番オフ動作によるスイッチング歪が発
生する。たとえ無遮断３級５ＥＰＰ回路としても従来は
、（２）電流伝達特性による歪が発生する。またドライ
ブ法のｂかんに拘らず、（３）アイドル電流の温度補償
が必要であり、たとえ行っても完全な補償は不可能であ
る。そして（４）＠源をオンしてから了イドル電流が一
定になるまで数十分以上の長い時間を要し、また（５）
了イドル電流が信号の有無によって変動し、大信妥が入
った後のアイドル電流の大きさが設定値から大きくズし
てしまい、（６）上記（３）乃至（５）から動作点が不
安定で周囲ｚＷ８度、信号の有無などによって変化して
しまうなどの欠点があった。

本発明は土述した従来の欠Ａを解消し、歪が極めて小さ
く、アイドル電流に対する温度補償が全く必要ない無遮
断Ｂ級のエミツタホロワ型５ＥＰＰ回路を提供すること
を目的とするものである。

以下本発明を第４図以降を参照して説明するが、第１図
と回等の部分には同一の符丑を付しである。

第４図ｔよ本発明による５ＥＰＰ回銘の基本構成を示し
、誤差増幅器として３娼子入力ａ　”−ｃａ”””＝　
ｃ＋　ｋそｔぞれ有する増幅器Ａ’　１．　ｔ　Ａ’　
ｔ　’ＩＣ備える。出力トランジスタＱ１及びＱ２のエ
ミッタは抵抗Ｒ，ｆ・それぞれ介して接続され、その接
続点が抵抗Ｒ，を介して出力端ＯＵＴに接続されてしる
。トランジスタＱ、　及びＱｔのエミッタはアイドル電
流検出端子として誤差増幅器ＡＩ□、Ａ１２の入力端子
ａ　、　ａ　＋　　にそれぞれ接続されてｂる。そして
入力端子Ｃ，ｅ’には、バイアス源Ｖ１３を介して入力
端ＩＮが接続されている。上記抵抗ＲｓにはＲｓよシ十
分大きい抵抗Ｒ８及びＲ２の直列回路からなる信会出力
電流の検出のための抵抗分割回路が並列に接続されてい
て、抵抗Ｒ１及びＲ２の接続点が増幅器ＡＩ□、Ａ’２
の残シの入力端子ｂ　、　ｂ’にバイアス源ｖＢを介し
て接続されている。また増幅器Ａ１１、Ａ１□の出力は
トランジスタＱｘ−Ｑ２の駆動電流源となる電流発生器
Ｃ□Ｉ０２に加えられ、ここでトランジスタＱｘ−Ｑｚ
の駆動電流を発生する。

なお、増幅器Ａ’　１は、その入力端子ａ、ｅに対して
負の信号が加えられた場合入力端子すが開放となシ、入
力端子す、ａに対して負の入力信号が加えられた場合入
力端子Ｃが開放とな久−１増幅器Ａ１２は入力端子ａｌ
　、　ｃ′に対して正の入力信号が加えられた場合端子
ｂ′が開放、入力端子ｂ＋、　ａｌに対して正の入力信
号が加えられた場合端子ｃｌが開放となるようになって
いる。

以上の構成により、増幅器Ａ１□、Ａ１２の端子ｃ　、
ｃ’を信号入力端子、端子ａ　、　ａ’を帰還入力端子
とする帰還ループが形成されることになるので、無信号
時のアイドル電流Ｉｄ　は次式で決定される。

次に正の信号が入力された場合、入力端子すは端子ａ、
ｃに対して負の信号が強制的に加えられるので開放とな
シ、出力電圧ν。は信号分に対して Ｖ−ｏ＝２１１　　ｉｓ　（ＲＥ＋　Ｒ８）　　ｌｆｇ
　　”・”’ｔ３）式中？／−ｉけ入力電圧、１８は信
号電流、ｈＭ端子ａ−８間の入力電圧で、増幅器Ａ′□
と電流発生器Ｃ１の合成伝達コンダクタンスをｇｍ、、
）ランジスタＱ□の入力抵抗ｋ　ｈｉｅ、とするとベー
ス。

エミッター間電圧の変化分２／″ＢＥは’１７＝Ｂｎ　
＝　ｇｍ＊　ｅ　ｈｉｅｌ　’７％ｇ　　　　　−・−
（Ｊであるので（３）　、　（４１式よシ となる。式（５）中ｇｍ１・ｈｉｅ　１が大きければ、
指数関数的伝達特性（：起因する歪発生項であるＶＢＥ
が消えてしまう。従って、負荷が直線性負荷である場合
ｉｓ　も歪まないので％　ＶｉとＶ。は相似となり歪は
なくなる。この効果は、誤差増幅器が入出力間を比較増
幅してｂるため生じるものである。

−１増幅器Ａ　’　２の動作を考えてみると、入力端子
ｃｌは％はぼ（Ｒｎ’　５　＋　Ｖｇ　）だけ端子ｂｌ
、ａ１に対して正の信号が強制的に加えられるから開放
となる。従って、増幅器Ａ’２は端子１．＋、ａ＋を入
力とする誤差増幅器とな、９、Ｒ１＝Ｏのとき、Ｒｔｒ
。

とな多、式（２）と同じ値に制御される。

実際には増幅器Ａ’２の利得は無限大ではな−のでＩｄ
は上式よシ小さくなる。このため抵抗Ｒ，を挿入するこ
とによシＬ＋　Ｒ２”　ｉＢ　、ＲＳ）なるｉ１Ｊバイ
アスをｖＢに加算し、Ｉｄの不足分を補正する。

負の信号が入力端ＩＮに入力された場合にも、符号が入
れ替わるだけで全く同様の動作全する。

第４図の回路は、伝達特性が第５図のようになシ、合成
特性が直線的である無遮断Ｂ級５ＥＰＰ回路となってい
る。

第６図は第４図の回路の具体例を示し、誤差増幅器Ａ　
’　１がトランジスタＱ３〜Ｑ、によシ構成され、これ
らのトランジスタＱ３〜Ｑ、のベースが入力端子ａ　”
−ｃとなって因る。−１誤差増幅器Ａ　’　２はトラン
ジスタＱ６〜Ｑ、によシ構成され、これらのトランジス
タＱ６〜Ｑｓのベースが入力端子ａ””−ｃ’となって
込る。又電流発生器はトランジスタＱ、、Ｑ、。によシ
構成されている。■、及び工、は定電流源である。

第６図にｂｖて、出力の抵抗回路’ｔ＝Ｙ−、ｄ変換す
ると第７図に示すような回路とな９、またこの抵抗回路
をブリッジ検出とすると第８図に示すような回路となる
。

なお％第８図１に示すブリッジ検出とした場合には、第
４図の誤差増幅器Ａ１１及びＡ’２の入力端子ａ　、　
ａ’が信号成分に対して等測的にＸ点に接続されたのと
同等になシ、エミッタ抵抗ＲＥの上下のバラツキによる
不平衡に起因する歪が抹消される。この場合の出力Ｖ。

は上記式（５）の変形として、 ｇｍ＠ｈｉｅ とな）、ｇｍ＊ｈｉｅが十分大きければＲＥが抹消され
ることが判る。

第９図及び第１０図は誤差増幅器を４端子入力型とした
具体例を示し、この例の場合誤差増幅部のバランスを取
って理想的な誤差増幅を行う。

上述したいずれの場合も、端子ｃ　−ｃ’間やｂｌ　ｂ
ｌ或はｄ　−ｄ’間に加えられるバイアスは実際には所
定の了イト９ル電流が得られる任意の値に選ばれ、第４
図中のＶＢの値に拘束されるものではない。

また第６図及び第９図ならびに第１０図の回路における
入力端である定電圧駆動点をオープンにし、Ｉｆ　を入
力信号源％すなわち定電流駆動回路に変換してもアイド
ルサーボによる安定化と無遮断Ｂ級動作を行すうる５Ｅ
ＰＰ回路が得られる。

本発明は上述したように、Ｂ級５ＥＰＰ回路のアイドル
電流と歪成分を同時にリアルタイム検出して誤差増幅に
よシフイードバックしたものである。

従って、５ＥＰＰ出力端での歪を大巾に減少でき、かつ
了イドル獲流の温度補償を不要できる他、電源投入直後
にアイドル電流を安定に一定にできる。また、大信号の
入った後でも直ちにアイドル電流を設定［直に安定する
ことができる。更に、出力インピーダンスを激減すると
とができ、このことによ）％出力端に信号が逆流してき
ても吸収能力が高いため前段への影響を非常に小さくで
きる。更にまた。スイッチング歪の発生しない無蓮断Ｂ
ａ５ＥＰＰ回路となって込るなど、歪が少なく、従来ｌ
二なぐ安定性の高い高性能な５ＥＰＰ回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

職１図は従来の回路例を示す回路図、第２図は第１図の
回路の特性を示すグラフ％第３図は他の従来回路の箱性
例を示すグラフ、第４図は本発明の基本回路を示す図、
第５図は第４図の回路の特性を示すグラフ、第６因は第
４図の基本回路の具体的回路例を示す回路図、第７図及
び第８１ンｊは角６図の回路の一部分の変形例を示す回
路図、並びに第９図及び第１Ｏ図は本発明の他の実施例
を示す回路図である。 Ｑｌ・・・・・・第１の増幅素子（トランジスタ）Ｑ２
・・・・・・第２の増幅素子（トランジスタ）ＡＩ、・
・・・・・第１の（誤差増幅器）Ａ　’　２・・・・・
・第：２の（誤差増幅器）Ｂ、・・・・・・第１の（電
流発生手段）Ｂ２・・・・・・第２の（りｆ流発生手段
）ｖＢ・・・・・・バイアス電流 ＲＢ　、Ｒ８，Ｒ１−Ｒｔ　−”’抵抗特許出願人　パ
イオニア株式会社 第４図 第５図 第６図 第７図 イ 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. エミッタホロワでかつ３級５ＥＰＰ構成の第１及び第２
   の増＠素子と、この第１及び第２の増幅素子にそれぞれ
   対応して設けられ、少なくとも３つ以上の入力端子を有
   し、１つの非反転入力端子が直接又はレベルシフトされ
   て回路入力端に接続される第１及び第２の誤差増幅器と
   、前記誤差増幅器出力と前記第１及び第２の増幅素子の
   入力電極との間にそれぞれ挿入され、対応する前記誤差
   増幅器の出力によ）１！流を発生する第１及び第２の電
   流発生手段と、前記第１及び第２の増幅素子の出力電極
   と回路出力端との間に挿入され、前記第１及び第２の増
   幅素子のアイドル電流をそれぞれ検出する第１及び第２
   のアイドル検出端子と信号出力電流を検出する信号検出
   端子と分有する抵抗回路網とを備え、前記第１の誤差増
   幅器によシ、前記第１のアイドル検出端子の電圧と前記
   回路入力端の電圧との所定値レベルシフトした２つの電
   圧との間の誤差電圧を増幅し、前記第２の誤差増幅器に
   よｐ１前記第２のアイドル検出端子の電圧と前記回路入
   力端の電圧との所定値レベルシフトした２つの電圧との
   間の誤差電圧を増幅するようにすると共に、前記第１及
   び第２の誤差増幅器の少なくとも１つの入力端子を前記
   抵抗回路網の信号検出端子に接続してなシ、前記第１の
   誤差増幅器が第１の了イドル検出端子の電圧と前記回路
   入力端のレベルシフトした電圧との間の誤差電圧につい
   ての誤差増幅器として働いているとき、前記第２の誤差
   増幅器を前記第２のアイドル検出端子の電圧と前記レベ
   ルシフトした信号検出端子の電圧との誤差電圧につｂて
   の誤差増幅器として働かせ、かつ前記第２の誤差増幅器
   が第２のアイドル検出端子の電圧と前記回路入力端のレ
   ベルシフトした電圧との間の誤差電圧についての誤差増
   幅器として働すているとき、前記第１の誤差増幅器を前
   記第１のアイドル検出端子の室圧と前記レベルシフトし
   た信号検出端子の電圧との間の誤差常圧についての誤差
   増幅器として働かせるようにしたことを特徴とするエミ
   ツタホロワ型５ＥＰＰ回路。