JPS59201534A - デイジタル信号のためのアダプテイブ等化法及びアダプテイブ等化器 - Google Patents
デイジタル信号のためのアダプテイブ等化法及びアダプテイブ等化器Info
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- JPS59201534A JPS59201534A JP59069294A JP6929484A JPS59201534A JP S59201534 A JPS59201534 A JP S59201534A JP 59069294 A JP59069294 A JP 59069294A JP 6929484 A JP6929484 A JP 6929484A JP S59201534 A JPS59201534 A JP S59201534A
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
式に用いられる装置に関係し、特に、デイジタル信号の
ための、デイジタル無線リンクの受信装置に特に適する
アダプテイブ等化器に関係する。
ための、デイジタル無線リンクの受信装置に特に適する
アダプテイブ等化器に関係する。
信号及びデータ処理のためのディジタル技術の発展は特
に容量の大きなディジタルマイクロ波無線リンクの開発
を必要としている。
に容量の大きなディジタルマイクロ波無線リンクの開発
を必要としている。
公知のように、大気を通しての電磁波の伝搬は媒体の屈
折率に大きく依存する。かかるパラメータは、実際には
確率変数であり、電磁波が導かれるいわゆる「大気ダク
ト」を構成させる高度条件及び気象条件に従って変動す
る。
折率に大きく依存する。かかるパラメータは、実際には
確率変数であり、電磁波が導かれるいわゆる「大気ダク
ト」を構成させる高度条件及び気象条件に従って変動す
る。
更に、送信アンテナにより放射される信号の７部分が自
然の障害物により反射されて受信アンテナに到達する場
合がある。
然の障害物により反射されて受信アンテナに到達する場
合がある。
又、異常な伝搬条件の下では、受信された電磁波信号は
可能な直接波（反射せずに伝搬した電磁波）の他に連続
して反射された全伝搬波からの寄与をよく受ける。
可能な直接波（反射せずに伝搬した電磁波）の他に連続
して反射された全伝搬波からの寄与をよく受ける。
これらの寄与を組合せて伝送された信号特性を劣化させ
るチャネル伝達関数の振幅と位相歪みが決定させる。
るチャネル伝達関数の振幅と位相歪みが決定させる。
伝送速度が大きくなり採用される変調方式が複雑になる
につれて、上記の歪みに起因して生じた劣化は大きくな
る。
につれて、上記の歪みに起因して生じた劣化は大きくな
る。
これ等の欠点を克服するために、種々のアダプティブ等
化法が検討され、それ等は、中間周波数等化法とベース
バンド等化法の２つの大きな方法に分類出来る。
化法が検討され、それ等は、中間周波数等化法とベース
バンド等化法の２つの大きな方法に分類出来る。
これまでに検討されてきた中間周波数等化法は、一般に
ベースバンド等化法に較べると原理的にも技術的にも簡
単であり、主として伝送速度の高い場合に用いられ、 一選択性フエージングが非最小位相チャネル（振幅が最
も高い信号成分が最小伝搬遅延を受けたものではない）
に関係する場合、 一被補償歪みがチャネルにより通常導入された歪みに一
致せず、等化器がこの歪みのために設計されている場合
、及び 一受信時に付加される信号成分の遅延時間の差が大きい
場合に、 常にチャネル歪みを満足に補償することが出来る。
ベースバンド等化法に較べると原理的にも技術的にも簡
単であり、主として伝送速度の高い場合に用いられ、 一選択性フエージングが非最小位相チャネル（振幅が最
も高い信号成分が最小伝搬遅延を受けたものではない）
に関係する場合、 一被補償歪みがチャネルにより通常導入された歪みに一
致せず、等化器がこの歪みのために設計されている場合
、及び 一受信時に付加される信号成分の遅延時間の差が大きい
場合に、 常にチャネル歪みを満足に補償することが出来る。
一方、ベースバンド等化法はこれらの制限は受けない。
この等化法は実際には非最小位相チャネルの場合でも歪
みを補償することが出来、特定のチャネルモデルの定義
も必要とせず、又、受信信号成分間の遅延時間差が大き
くても有効に使用出来る。
みを補償することが出来、特定のチャネルモデルの定義
も必要とせず、又、受信信号成分間の遅延時間差が大き
くても有効に使用出来る。
ベースバンド等化法は最適の性能（すなわち、受信信号
シーケンスの最大近接評価又はカルマンフィルタリング
）を与えるが、その実施は非常に複雑であり、従って電
話回線によるデータ伝送に対しては従来は主としてモデ
ムの形で適用された。
シーケンスの最大近接評価又はカルマンフィルタリング
）を与えるが、その実施は非常に複雑であり、従って電
話回線によるデータ伝送に対しては従来は主としてモデ
ムの形で適用された。
ディジタル無線リンクで現在採用されている最高伝送速
度（／ ｔｌＯ’ −，２００Ｍｂｉｔ／ｓ ）におい
ては、ベースバンドシステム間の選択は、技術的な理由
から、判断の帰還等化とトランスバーサル等化に制限さ
れる。
度（／ ｔｌＯ’ −，２００Ｍｂｉｔ／ｓ ）におい
ては、ベースバンドシステム間の選択は、技術的な理由
から、判断の帰還等化とトランスバーサル等化に制限さ
れる。
判断帰還ろ波器の主要な問題は帰還構造の設計及び計算
が複雑であり誤り伝搬が可能な点にある。
が複雑であり誤り伝搬が可能な点にある。
この現象は、判断回路から出る符号はポストカーソル符
号に起因する符号量干渉を相殺するために用いられ、従
って、判断を誤ると、相殺の代りに二重符号量干渉か得
られ、近い将来の誤り確率か増加するという事実による
ものである。
号に起因する符号量干渉を相殺するために用いられ、従
って、判断を誤ると、相殺の代りに二重符号量干渉か得
られ、近い将来の誤り確率か増加するという事実による
ものである。
無ｇ ＋）ンクに用いられるトランスバーザルフィルタ
等化方式には多くのものがあり、その場合遅延線や乗算
装置はアナログ装置により実施される（ Ｓ、 Ｔａｋ
ｅｎａｌ＜ａ等、通信に関するＩＥＥＥ国際会議、コロ
ラド什［テンパー、／９ｆ／年乙月／Ｉ７．〜／ｇ日、
グ乙、、２．／−４Ｚ乙、２．５ヘージ、「／乙−ＱＡ
Ｍマイクロ波ディジタル無線用トランスバーサルフェー
ジング等化ｋ Ｊ ； Ｙ、 Ｌ、Ｋｕｏ等、Ｉ Ｅ
Ｅ Ｅ Ｇ ］ ｏ −ｂ ｅ ＣＯｍ 会Ｍ 、
フロリダ州マイアミ、／ｑｇ、、；：年／／月２９日〜
７２月２日、Ｆ、３．乙、／〜Ｆ、３．乙１．Ｓ′ペー
ジ、「主群帯域アナログ網にわたる７１乙状態ＱＡＭデ
ィジタル方式川ヘースバンドアダプテイブ等化器Ｊ ；
ｅＣ，Ｌ、 Ｃｈａｏ等、同上、Ｆ、 ３． Ｌ ／
〜Ｆ、 ３．１１．７ページ、「傾斜等止器及び判断
指向重み制御等止器の比較性能５・Ｆ価」）。
等化方式には多くのものがあり、その場合遅延線や乗算
装置はアナログ装置により実施される（ Ｓ、 Ｔａｋ
ｅｎａｌ＜ａ等、通信に関するＩＥＥＥ国際会議、コロ
ラド什［テンパー、／９ｆ／年乙月／Ｉ７．〜／ｇ日、
グ乙、、２．／−４Ｚ乙、２．５ヘージ、「／乙−ＱＡ
Ｍマイクロ波ディジタル無線用トランスバーサルフェー
ジング等化ｋ Ｊ ； Ｙ、 Ｌ、Ｋｕｏ等、Ｉ Ｅ
Ｅ Ｅ Ｇ ］ ｏ −ｂ ｅ ＣＯｍ 会Ｍ 、
フロリダ州マイアミ、／ｑｇ、、；：年／／月２９日〜
７２月２日、Ｆ、３．乙、／〜Ｆ、３．乙１．Ｓ′ペー
ジ、「主群帯域アナログ網にわたる７１乙状態ＱＡＭデ
ィジタル方式川ヘースバンドアダプテイブ等化器Ｊ ；
ｅＣ，Ｌ、 Ｃｈａｏ等、同上、Ｆ、 ３． Ｌ ／
〜Ｆ、 ３．１１．７ページ、「傾斜等止器及び判断
指向重み制御等止器の比較性能５・Ｆ価」）。
伝送速度の大きなアナログ乗算装置６は調整か難しくか
なり複雑なため前記のトランスバーサルフィルタ等化方
式はクリティカルて高価なものになる。
なり複雑なため前記のトランスバーサルフィルタ等化方
式はクリティカルて高価なものになる。
更に、通常のディジタル方式で実施されるトランスバー
サルフィルタは、１としてこれ鵜のフィルタが必要とす
る乗算装置に起因して高伝送速度においては複雑且つ高
価である。乗幹腑を用いる必要がｆＪ＜、従って伝送速
度の大きなシステムにモ使用出来るトランスバーサルフ
ィルタは神々の応用のために検耐されている（ Ｇ、
Ｐｉｒａｎｉ。
サルフィルタは、１としてこれ鵜のフィルタが必要とす
る乗算装置に起因して高伝送速度においては複雑且つ高
価である。乗幹腑を用いる必要がｆＪ＜、従って伝送速
度の大きなシステムにモ使用出来るトランスバーサルフ
ィルタは神々の応用のために検耐されている（ Ｇ、
Ｐｉｒａｎｉ。
Ｖ、 Ｚｉｈｇａｒｅｌ ｌ ｉ、通信に関する。Ｔ
Ｊ！ｉ Ｅ Ｉ（’：国際会議、ペンシルバニア州フィ
ラデルフィア、／９ｇ２年乙月７Ｂ〜／と日、４’ Ｂ
、 ３． ／〜ＩＩＥ、 ３． ！；ベーン、１１多重
通路フェージングチャネル用乗算フリー等化器」 ・Ｇ
、 Ｐｉｒａｎｉ 等、回路とシステムに関するＩ Ｅ
ＥＥｌ際シンポジウム、７９ｇ２年Ｓ月年０〜／／１日
、ザブハンド通話符号選択のための乗算フリーろ波器」
）か、無線チャネルにしばしば発生ずる可変時間歪みを
補償するようにそれ自身を自動的に適合させる能力は有
さない。
Ｊ！ｉ Ｅ Ｉ（’：国際会議、ペンシルバニア州フィ
ラデルフィア、／９ｇ２年乙月７Ｂ〜／と日、４’ Ｂ
、 ３． ／〜ＩＩＥ、 ３． ！；ベーン、１１多重
通路フェージングチャネル用乗算フリー等化器」 ・Ｇ
、 Ｐｉｒａｎｉ 等、回路とシステムに関するＩ Ｅ
ＥＥｌ際シンポジウム、７９ｇ２年Ｓ月年０〜／／１日
、ザブハンド通話符号選択のための乗算フリーろ波器」
）か、無線チャネルにしばしば発生ずる可変時間歪みを
補償するようにそれ自身を自動的に適合させる能力は有
さない。
これ等の欠点はディジタル信号を伝送する通信チャネル
のアダプティブ等化に用いられる方法と装置１ガに係わ
る本発明により克服され、該発明は完全にディジタルな
方法によりベースバンドで設置可能であり、乗算器の使
用を必要とせず、従って超高速通信に適用可能であり、
又、マイクロ波地上無線リンクの伝送要件に十分な適合
速度で可変時間歪みを袖１賞するように自動的に適合可
能である。
のアダプティブ等化に用いられる方法と装置１ガに係わ
る本発明により克服され、該発明は完全にディジタルな
方法によりベースバンドで設置可能であり、乗算器の使
用を必要とせず、従って超高速通信に適用可能であり、
又、マイクロ波地上無線リンクの伝送要件に十分な適合
速度で可変時間歪みを袖１賞するように自動的に適合可
能である。
跨止器係数は該係数を！の々きに近似させる最適化アル
コリズムに従って実時間で実際には計算さね、従ってト
ランスバーサル等化器の係数を信し４】；Ｙ本に乗する
演算はシフトレジスタにおける符号化された！進標本信
ビのｒｉｒｊ単なシフト演算によ実施例 本発明は、ディジタル信号のアダプティブ等化の方法を
与えるか、該方法に従って、通イトｆチャネルからの被
等化信号はＡ −］）変換器により標本化され、標本は
トランスバーサルフィルタでろ波され、又、前記方法は
、前記標本群かＡ −］）変換器の出力で抽出され、初
期の係数（ｃ）の組による前記標本群のコンボルージョ
ンか実行され、該結果を用いて第１平均二乗課差か計３
令され、従って各係数（ｃｌ）に対して適切な増分及び
減分かそれぞれ第１及び第２の量により実行され、この
ように修正された係数の組の新しい平均二乗誤差かｌｉ
ｌ算され、かくして平均二乗誤差（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）
に等しい縦座標とそれぞれの係数の値（Ｃ１］ 。
コリズムに従って実時間で実際には計算さね、従ってト
ランスバーサル等化器の係数を信し４】；Ｙ本に乗する
演算はシフトレジスタにおける符号化された！進標本信
ビのｒｉｒｊ単なシフト演算によ実施例 本発明は、ディジタル信号のアダプティブ等化の方法を
与えるか、該方法に従って、通イトｆチャネルからの被
等化信号はＡ −］）変換器により標本化され、標本は
トランスバーサルフィルタでろ波され、又、前記方法は
、前記標本群かＡ −］）変換器の出力で抽出され、初
期の係数（ｃ）の組による前記標本群のコンボルージョ
ンか実行され、該結果を用いて第１平均二乗課差か計３
令され、従って各係数（ｃｌ）に対して適切な増分及び
減分かそれぞれ第１及び第２の量により実行され、この
ように修正された係数の組の新しい平均二乗誤差かｌｉ
ｌ算され、かくして平均二乗誤差（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）
に等しい縦座標とそれぞれの係数の値（Ｃ１］ 。
ｃｉ２＋ Ｃ１３）に得しい横座標とをイＪする３点
が得られ、これにより各係数（ｃ ）の最適値（ａ）が
式： に従って逐次計算され、次に該結果が最も近い２のべき
に近似され、係数の組に直ちに代入されて次の係数か計
′！ｉ７され、平均二乗誤差が計算された−のべきのみ
からなる新しい組が得られ、又、この結果か上記の第１
の平均二乗誤差より小さい場合は新しい組の係数がトラ
ンスバーサルフィルタに転送され、該フィルタからの標
本が最後に判断装置に転送されてなることを特徴とする
。
が得られ、これにより各係数（ｃ ）の最適値（ａ）が
式： に従って逐次計算され、次に該結果が最も近い２のべき
に近似され、係数の組に直ちに代入されて次の係数か計
′！ｉ７され、平均二乗誤差が計算された−のべきのみ
からなる新しい組が得られ、又、この結果か上記の第１
の平均二乗誤差より小さい場合は新しい組の係数がトラ
ンスバーサルフィルタに転送され、該フィルタからの標
本が最後に判断装置に転送されてなることを特徴とする
。
本発明は、又、前記の方法を実施するアダプティブ等他
藩を与える。
藩を与える。
本発明の上記の特性及び他の特性は、例示の形で限定は
されない好ましい実施例の以下の記載により更に明らか
にされる。
されない好ましい実施例の以下の記載により更に明らか
にされる。
第１１図に示した受信システムの包括的な略図において
、ＡＤはチャネル／から到来するアナログ化じ・をｎピ
ント２進ワードにより表わされる一連の標本に変換する
Ａ−Ｄ変換器を示す。標本化速度は少なくとも符号速度
に等しい。２で示されるＡ ｉ）の出力には等化ディジ
タルトランスバーサルフィルタＥＱ及びフィルタＥＱの
係数を計算し更新する装置ＦＡが接続される。
、ＡＤはチャネル／から到来するアナログ化じ・をｎピ
ント２進ワードにより表わされる一連の標本に変換する
Ａ−Ｄ変換器を示す。標本化速度は少なくとも符号速度
に等しい。２で示されるＡ ｉ）の出力には等化ディジ
タルトランスバーサルフィルタＥＱ及びフィルタＥＱの
係数を計算し更新する装置ＦＡが接続される。
ＥＱからの信号は伝送されたｎ弓を評価する通常の判断
回路ＣＤに転送される。回路ＰＡは、結線！を通してＡ
、 Ｄから受ける標本信号に基づいて、以下に説明する
ように、受信された信号にＥＱを適合させる係数を計算
する。該係数は結線３を通してＰＡからＥＱに転送され
る。
回路ＣＤに転送される。回路ＰＡは、結線！を通してＡ
、 Ｄから受ける標本信号に基づいて、以下に説明する
ように、受信された信号にＥＱを適合させる係数を計算
する。該係数は結線３を通してＰＡからＥＱに転送され
る。
第、２図にディジクルトランスバーサルフィルタの構造
を示す。ｎ線結線！を通してＡ−Ｄ変換器からｎビット
２進ワードはシフトレジスタＳＫＩ、ＳＲ２、ＳＲ３・
・・・・ｌ（Ｎ〜工）により与えられるＮ−１遅延セル
からなるディジタル遅延線をアクセスレ、ここにＮはフ
ィルタの係数Ｃの数である。
を示す。ｎ線結線！を通してＡ−Ｄ変換器からｎビット
２進ワードはシフトレジスタＳＫＩ、ＳＲ２、ＳＲ３・
・・・・ｌ（Ｎ〜工）により与えられるＮ−１遅延セル
からなるディジタル遅延線をアクセスレ、ここにＮはフ
ィルタの係数Ｃの数である。
結線！の各線は標本を表わずワードの／ビットを搬送す
る。各ビットは対応するレジスタの逐次入力をアクセス
しく第１ビツトはＳＲＩをアクセスし、第２ピントはＳ
Ｒ２をアクセスし、以下同様）、又各クロックにおいて
パルスかそれぞれＳ ’Ｒｌに対して１０． ／／、
／、２・・・・Ｎ＋１０により示される各レジスタの第
１出力線から最後の出力線に逐次伝Ｊ米される。符号周
波数に等しい周波数を有するクロック信号が線りて得ら
れるようにされる。レジスタ５Ｒ５１，５Ｒ２Ｔｌとの
ｎ個の出力線の各々がＣ８Ｒｇ、Ｃ８Ｒ３・・・・Ｃ３
ＲＮにより示される並列式の他のシフトレジスタの各々
の入力に接続される（ Ｃ８Ｒ２は全てのレジスタＳＲ
の第１の出力に接続され、Ｃ８Ｒ３は全てのレジスタＳ
Ｒの第２の出力に接続され、以下同様に接続される。）
。並列の入力及び出力を有するシフトレジスタＣ８Ｒは
トランスバーサルフィルタの係数に対応する２のべきに
よる乗算を実行し、遅延線からのワードに関する必要な
シフト演算を実行する。シフトの数は各々の２の々きの
係数の指数に等しい。
る。各ビットは対応するレジスタの逐次入力をアクセス
しく第１ビツトはＳＲＩをアクセスし、第２ピントはＳ
Ｒ２をアクセスし、以下同様）、又各クロックにおいて
パルスかそれぞれＳ ’Ｒｌに対して１０． ／／、
／、２・・・・Ｎ＋１０により示される各レジスタの第
１出力線から最後の出力線に逐次伝Ｊ米される。符号周
波数に等しい周波数を有するクロック信号が線りて得ら
れるようにされる。レジスタ５Ｒ５１，５Ｒ２Ｔｌとの
ｎ個の出力線の各々がＣ８Ｒｇ、Ｃ８Ｒ３・・・・Ｃ３
ＲＮにより示される並列式の他のシフトレジスタの各々
の入力に接続される（ Ｃ８Ｒ２は全てのレジスタＳＲ
の第１の出力に接続され、Ｃ８Ｒ３は全てのレジスタＳ
Ｒの第２の出力に接続され、以下同様に接続される。）
。並列の入力及び出力を有するシフトレジスタＣ８Ｒは
トランスバーサルフィルタの係数に対応する２のべきに
よる乗算を実行し、遅延線からのワードに関する必要な
シフト演算を実行する。シフトの数は各々の２の々きの
係数の指数に等しい。
指数値に関する情報はバス３を形成する結線／。
２．２．．２３．．２ケ ・・・、２０十Ｎを通してレ
ジスタＣ８Ｒに転送される。
ジスタＣ８Ｒに転送される。
Ｊ二ｒ！己のレジスタＣ８Ｒのそれぞれの入力における
ワードは係数の指数に等しい一連の位置だけシフトされ
て出力に達する。
ワードは係数の指数に等しい一連の位置だけシフトされ
て出力に達する。
レジスタＣＳ Ｒ］−はバス２に直結された入力リード
線の接続だけが他のものとは異ＩＪる。結線３／。
線の接続だけが他のものとは異ＩＪる。結線３／。
３．２．．３３．３’ｌ・・・・・３０＋Ｎに接続され
たレジスタＣ８凡の並列出力における３進ワードは最後
に２進加算器ＤＳにより加算される。この結果は結線ｔ
ｏに与えられ、ｍビット２進ワードからなる。
たレジスタＣ８凡の並列出力における３進ワードは最後
に２進加算器ＤＳにより加算される。この結果は結線ｔ
ｏに与えられ、ｍビット２進ワードからなる。
第３図は第１図のＰ Ａにより示される清算装置を表わ
す。ＰＡは、判断装置ＣＤによりなされる伝送された符
号ａユに関する判断結果倉１とフィルり出力におけるｙ
ｌの標本との間の平均二乗誤差を最小にするためにトラ
ンスバーサルフィルタの係数Ｃをアダプティブに計算す
るタスクを有する。
す。ＰＡは、判断装置ＣＤによりなされる伝送された符
号ａユに関する判断結果倉１とフィルり出力におけるｙ
ｌの標本との間の平均二乗誤差を最小にするためにトラ
ンスバーサルフィルタの係数Ｃをアダプティブに計算す
るタスクを有する。
一般に、平均二乗誤差は：
ε（ｃ）＝Ｅ ［（ｙＨ−ａＩ）２］ −ｇ Δ９−
．２σ２ｊ３ ｃ＋δ２で与えられ、ここに、９はトラ
ンスノ（−サルフィルタ係数のＮ次元ペター・ルであり
、ＥはＧ、ｉ （ｙ 、 −ａ ）２に関する統計平均
演算を示し、ＴけへりＩ・ル９及び粋の行列互換を示す
上イ；１き記号であり、Ｃ２は伝送された情報符号の分
散であり、ｂはチャネルのパルス応答の標本ｈ１のペタ
ー・ルであり、へはＮｘＮ次元の共分散行列であり、チ
ャネルの熱雑音の分散の、又、Ａ−Ｄ変換変換器（第１
図）により発生される量子化雑音の分散のチャネルのパ
ルス応答を考慮したものである。
．２σ２ｊ３ ｃ＋δ２で与えられ、ここに、９はトラ
ンスノ（−サルフィルタ係数のＮ次元ペター・ルであり
、ＥはＧ、ｉ （ｙ 、 −ａ ）２に関する統計平均
演算を示し、ＴけへりＩ・ル９及び粋の行列互換を示す
上イ；１き記号であり、Ｃ２は伝送された情報符号の分
散であり、ｂはチャネルのパルス応答の標本ｈ１のペタ
ー・ルであり、へはＮｘＮ次元の共分散行列であり、チ
ャネルの熱雑音の分散の、又、Ａ−Ｄ変換変換器（第１
図）により発生される量子化雑音の分散のチャネルのパ
ルス応答を考慮したものである。
位置１．ｍの行列ΔのＲ要素は式；
％式％
を有し、ここに、福は熱雑音の分散であり、σこはｈ量
子化雑音の分散である。
子化雑音の分散である。
平均二乗誤差はｌ・ランスバーサルフィルタＥＱのそれ
ぞれの単一係数ｃ・の、他の全ての係数は一定にした、
関数の形に書き変えられる。
ぞれの単一係数ｃ・の、他の全ての係数は一定にした、
関数の形に書き変えられる。
上記の平均二乗誤差ε（Ｃ□）の式
６式％
て与えられ、ここに、Ｂ、Ｄ及びＦは他のＮ−１個の係
数に、パルス応答の標本ｈｌに、熱雑音の分散べに、又
伝送符号の分散σ２に依存する定数である。
数に、パルス応答の標本ｈｌに、熱雑音の分散べに、又
伝送符号の分散σ２に依存する定数である。
これ等の定数は次の式で与えられる。
■
、Ｌｊｉ
平均二乗誤差ε（ｃ ）はＣの放物関数である。
１
放物線の最小値は係数Ｃ１の最適値５１に対応する誤差
の最小値に一致する。係数５１の値はＰｌ（’Ｉｔｃ
）、Ｐ２（Ｃ２，Ｃ）、Ｊ〕３（Ｃ３＋ ０１３）に１
１ １２より示さ
れる放物線の３点の座標の知識から３１算され、ｄｌの
式は て与えられる。
の最小値に一致する。係数５１の値はＰｌ（’Ｉｔｃ
）、Ｐ２（Ｃ２，Ｃ）、Ｊ〕３（Ｃ３＋ ０１３）に１
１ １２より示さ
れる放物線の３点の座標の知識から３１算され、ｄｌの
式は て与えられる。
平均二乗誤差ε１．Ｃ２，Ｃ３は［Ｊす記の式に、従っ
ては計算されないが、以下に記・成されるように装置Ｉ
） Ａにより実時１９Ｊで１１１算される。
ては計算されないが、以下に記・成されるように装置Ｉ
） Ａにより実時１９Ｊで１１１算される。
アダプティブ係数の計算は予め規定された概念に基づい
て次のように実行される。ＰＡは始めに全ての係Ｉｌｌ
（ｃｌ、 ０２・・・・・・Ｃ）に対して７組の値を
生成し、次に、他のＮ−１個の係数を一定にし、第１の
係数Ｃ工を唯一の可変係数と考える。
て次のように実行される。ＰＡは始めに全ての係Ｉｌｌ
（ｃｌ、 ０２・・・・・・Ｃ）に対して７組の値を
生成し、次に、他のＮ−１個の係数を一定にし、第１の
係数Ｃ工を唯一の可変係数と考える。
ＰＡはｃｌの値を用いてε（ｃｌ）の値を計算し、対（
εｔ、Ｃｔ）は点Ｐ１の座標を与え、次にＰＡは人力デ
ータさして供給される量αだけ係数０１を減分し、これ
により点Ｐ２の横座標ＣＩ−αに対応する縦座標ε（ｃ
ｌ−α）が得られる。
εｔ、Ｃｔ）は点Ｐ１の座標を与え、次にＰＡは人力デ
ータさして供給される量αだけ係数０１を減分し、これ
により点Ｐ２の横座標ＣＩ−αに対応する縦座標ε（ｃ
ｌ−α）が得られる。
第３の点Ｐ３は人力データとして供給される量αだけＣ
１を増分し、対応するε（ｃ１＋β）を計算することに
よって得られる。ここで上記の式によって最適値ｄ１を
計算することか出来る。計算された値ｄ１かここで最も
近い２の々査εｌａに丸められ、第１の値としてｃｌａ
を有する新しい係数の組が得られる。このようにして得
られた組から出発して、他の全ての係数に対して同様の
演算力；反復され、第１の２のへ査に丸められ、トラン
スバーサルフィルタの係数の組にそう人される最適係数
がその都度得られる。
１を増分し、対応するε（ｃ１＋β）を計算することに
よって得られる。ここで上記の式によって最適値ｄ１を
計算することか出来る。計算された値ｄ１かここで最も
近い２の々査εｌａに丸められ、第１の値としてｃｌａ
を有する新しい係数の組が得られる。このようにして得
られた組から出発して、他の全ての係数に対して同様の
演算力；反復され、第１の２のへ査に丸められ、トラン
スバーサルフィルタの係数の組にそう人される最適係数
がその都度得られる。
Ｎ次の係数を計算した後、２の表門からなる新しい係数
の組に起因する平均二乗誤差が予め使用可能な係数の組
に起因する平均二乗誤差以下刃）否かが検査される。も
し所望の結果が得られたら、新しい係数がトランスバー
サルフィルタに転送される。
の組に起因する平均二乗誤差が予め使用可能な係数の組
に起因する平均二乗誤差以下刃）否かが検査される。も
し所望の結果が得られたら、新しい係数がトランスバー
サルフィルタに転送される。
ここで新たな標本群がチャネルの出力に与えられ、新し
い組の係数が計算されてチャネルの変動が追跡される。
い組の係数が計算されてチャネルの変動が追跡される。
記載された演算は係数を計算し更新する装置ＰＡにより
実行される。これは第３図に示されるように３つの基本
ブロックからなる。
実行される。これは第３図に示されるように３つの基本
ブロックからなる。
ＳＥはトランスバーサルフィルタのシミュレータを示し
、これによって前記の手順に従って種々の係数ＣＩ＋Ｃ
２＋・・・・・・Ｃの試験が実施される。
、これによって前記の手順に従って種々の係数ＣＩ＋Ｃ
２＋・・・・・・Ｃの試験が実施される。
演算反復の最後に前記の係数はフィルタＥ Ｑ（第１図
）に転送される。配線ｌｌ／を通して適切な制御信号が
供給される。このシミュレータは次の図の説明に際して
更に詳述される。
）に転送される。配線ｌｌ／を通して適切な制御信号が
供給される。このシミュレータは次の図の説明に際して
更に詳述される。
ｂＩＥはシミュレータＳＥの出力ｊにおける平均二乗誤
差を１ｉｌｉ定する装置である。ＭＥは平均二乗ａＡ
７ｊ’ｉε工か次の移動平均式に従ってｉ番目に計算さ
れることを可能にする公知の方法により与えられる： 但し、ｉ＝Ｊ ２．・・−・・ 。
差を１ｉｌｉ定する装置である。ＭＥは平均二乗ａＡ
７ｊ’ｉε工か次の移動平均式に従ってｉ番目に計算さ
れることを可能にする公知の方法により与えられる： 但し、ｉ＝Ｊ ２．・・−・・ 。
最後にＵＣは全アダプティブ等化器の演算を制御する計
究ユニットを示し、該ユニットは上記の式に従って最適
係数ｄ１の計算を実行し、バス乙を通して２方向的に前
記ユニットが接続されるシミュレータＳＥから、バス３
を通してｆｆ１ｉＪ記ユニツトか接続されるフィルタＥ
Ｑへの係数転送の実行時期を判断する。更に、ユニット
Ｕｃはバス９を通して装置ＭＥからの計算された平均二
乗誤差の値を受け、又、結線７及びｇを通して入力デー
タα及びβを受ける。
究ユニットを示し、該ユニットは上記の式に従って最適
係数ｄ１の計算を実行し、バス乙を通して２方向的に前
記ユニットが接続されるシミュレータＳＥから、バス３
を通してｆｆ１ｉＪ記ユニツトか接続されるフィルタＥ
Ｑへの係数転送の実行時期を判断する。更に、ユニット
Ｕｃはバス９を通して装置ＭＥからの計算された平均二
乗誤差の値を受け、又、結線７及びｇを通して入力デー
タα及びβを受ける。
第７図はシミュレータＳＥを示す。バス２は、抽出され
、Ａ１〕（第１図）によってディジタル爪に変換された
信号標本を表わす２進ワードを供給する。該ワードはフ
ィルタＥＱに供給されたものと同しである。レジスタＲ
Ｍは例えば／ 、５−０ワードから７するこれらのワー
ド君子をｄ己′［、低し、着ｉしい係数の組のフィルタ
ＥＱへの転送を計算ユニットＵＣ（第３図）が判断する
のに要する時間の間は他の記憶は禁止されたままである
。
、Ａ１〕（第１図）によってディジタル爪に変換された
信号標本を表わす２進ワードを供給する。該ワードはフ
ィルタＥＱに供給されたものと同しである。レジスタＲ
Ｍは例えば／ 、５−０ワードから７するこれらのワー
ド君子をｄ己′［、低し、着ｉしい係数の組のフィルタ
ＥＱへの転送を計算ユニットＵＣ（第３図）が判断する
のに要する時間の間は他の記憶は禁止されたままである
。
計算ユニットＵＣは、丁度計算か終ｒした係数の組に係
わる平均二乗誤差か古い組に係わるもの以下の場合に、
かかる係数の組の転送を判断する。
わる平均二乗誤差か古い組に係わるもの以下の場合に、
かかる係数の組の転送を判断する。
新しい係数の組のそれぞれのＲ１算の後新しい信号標本
群が抽出される。
群が抽出される。
この時間を制御する信号は配＆ｉ ’ｌ ｌを通して供
給される。ｆ（、Ｍの出力≠２の結線は−１−記のワー
ド群とレジスタＲ，Ｃの出力グ３に存在する係数の絹と
の間のコンボリューションを実杓する装置１） Ｃに接
続される。几Ｃは計算ユニッｌ−Ｕ Ｃによりハス乙を
通してシミュレータＳ Ｈに供給される係数を記憶する
。コンボリューション演算は次の式で与えられる。
給される。ｆ（、Ｍの出力≠２の結線は−１−記のワー
ド群とレジスタＲ，Ｃの出力グ３に存在する係数の絹と
の間のコンボリューションを実杓する装置１） Ｃに接
続される。几Ｃは計算ユニッｌ−Ｕ Ｃによりハス乙を
通してシミュレータＳ Ｈに供給される係数を記憶する
。コンボリューション演算は次の式で与えられる。
Ｃ（１）−Σ Ｃｋｒ；−ｋＩ””Ｎ＋１．− Ｎ＋１
５０１（＝１ 但し、ｒＪは等止器入カにおけるｊ番目の標本化の場合
の信号標本である。この演算は乗算き記憶の必要ｑ演算
を行う装置により公知の方法で実行される。ＤＣによっ
て供給されたワードはレジスタＲ８に記憶され、結線ｊ
を通して装置Ｒ４Ｅに供給される。
５０１（＝１ 但し、ｒＪは等止器入カにおけるｊ番目の標本化の場合
の信号標本である。この演算は乗算き記憶の必要ｑ演算
を行う装置により公知の方法で実行される。ＤＣによっ
て供給されたワードはレジスタＲ８に記憶され、結線ｊ
を通して装置Ｒ４Ｅに供給される。
ユニッ）ＵＣ（第３図）は全体のアダプティブ等化器の
甜算 制御ユニットである。この演算は種々の演算相の
種類と時間をその記憶装置に有すル処理ユニットを通し
て実行される。
甜算 制御ユニットである。この演算は種々の演算相の
種類と時間をその記憶装置に有すル処理ユニットを通し
て実行される。
結線ｌｌ／（第３図）を通してＵｃはシミュレータＳＥ
に信号を送りレジスタ几Ｍ（第１図）に記憶されたバス
２に存在する標本群を獲得する。
に信号を送りレジスタ几Ｍ（第１図）に記憶されたバス
２に存在する標本群を獲得する。
同時に、ＵＣは初期係数の紐ｃ”’ （ｃｌ ＋ 、Ｃ
２・・・Ｃ）をＳＥのレジスタＲＣ（第１１［Ｎ）に転
送する。
２・・・Ｃ）をＳＥのレジスタＲＣ（第１１［Ｎ）に転
送する。
ここで、ＳＥの装置ＤＣはＲＭに記憶された標本！洋と
Ｒｃに３己イ意された係数の荊■との間のコンポ゛リュ
ージョンを実行し７、その結果はＲ８に記憶される。
Ｒｃに３己イ意された係数の荊■との間のコンポ゛リュ
ージョンを実行し７、その結果はＲ８に記憶される。
次に、装置ＭＥ（第３図）はＲＳに記憶された信号に係
わる平均二乗誤差を計算する。この１１呉差はバス９を
通して計算ユニットに転送され、記憶され、その後手順
の終りに直接計算された新しい係数の組に係わる平均二
乗誤差と比較される。この比較の結果に従って、ＵＣは
ＰＡからＥＱ−＼の係数の転送を実行するか否かを判断
する。
わる平均二乗誤差を計算する。この１１呉差はバス９を
通して計算ユニットに転送され、記憶され、その後手順
の終りに直接計算された新しい係数の組に係わる平均二
乗誤差と比較される。この比較の結果に従って、ＵＣは
ＰＡからＥＱ−＼の係数の転送を実行するか否かを判断
する。
ＵＣは、前記のように、初期係数を逐次検削し、その都
度、それぞれ重β及αに等しい適切な増分及び減分を実
行する。次にＵＣは１番目の係数かα又はβだけ修正さ
れている係数の組をＳ Ｅに転送し、ＳＥ及びＭＥに相
対的な平均二乗誤差をＲ１算させる。
度、それぞれ重β及αに等しい適切な増分及び減分を実
行する。次にＵＣは１番目の係数かα又はβだけ修正さ
れている係数の組をＳ Ｅに転送し、ＳＥ及びＭＥに相
対的な平均二乗誤差をＲ１算させる。
かくしてＵＣは前記の放物線の頂点の計算に必要な３点
を獲得する。このように３１算された頂点の横座標は含
まれるｉ番目の係数の最適値であり、直ちに最も近い２
の々きに丸められる。
を獲得する。このように３１算された頂点の横座標は含
まれるｉ番目の係数の最適値であり、直ちに最も近い２
の々きに丸められる。
この演算はＮ個の全ての係数にス・Ｊして反復される。
最後に２のべきの組が得られる。この最後の係数を用い
てＵＯはＳＥ及びＭｉ Ｅに対局：する゛１′−均二乗
誤差を計算させ、該誤差は、その後、始めに計算された
平均二乗誤差と比較される。
てＵＯはＳＥ及びＭｉ Ｅに対局：する゛１′−均二乗
誤差を計算させ、該誤差は、その後、始めに計算された
平均二乗誤差と比較される。
【図面の簡単な説明】
第１図はアダプティブ等他藩が用いられる受信システム
の概略図であり、 第２図はアダプティブ等化器に用いられるトランスバー
サルフィルタの概略図であり、第３図は第１図のＰＡに
より示される装置の概略図であり、 第１１図は第３図のＳＥにより示されるシミュレータの
概略図である。 ／ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
伝送ヂャネル、：ｚ、 ３．１１． ｔ、 ７． ｇ、
１０〜Ｎ十７０２７〜ノ（ｌｌｌ十Ｎ、３／〜３ （
ｌｌ＋Ｎグ０． Ｉｌｌ、グ、２． ｌ１３・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・結線、２．
３． ｇ、 ９・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・ バスＡＤ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・Ａ−Ｄ変換器ＥＱ ・・・・・
・・・−・・・、・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・等化ディジタルトラン
スバーサルフ ィルタ ＣＤ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
−・・・判断回路ＦＡ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ フィルり係数の言［算・更新装
置 ＵＣ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・計算ユニ゛ントＳＥ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・ トラ ン ス
）＜−サ ルフィルタシミュレ ータ ＭＥ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・ 平均二乗Ａ呉差唄ｌ定装置 ＲＣ，Ｒ８，ＲＭ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ レジスタＤＣ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・ コンボリューション実行装置 ＳＲＩ〜５Ｒ（Ｎ−１） Ｏ８ＲＩ−Ｏ８ＲＮ ・・・・・・・・・・・・・・
・・ シフトレ・ノスタ代理人の氏名 川原１）−穂
の概略図であり、 第２図はアダプティブ等化器に用いられるトランスバー
サルフィルタの概略図であり、第３図は第１図のＰＡに
より示される装置の概略図であり、 第１１図は第３図のＳＥにより示されるシミュレータの
概略図である。 ／ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
伝送ヂャネル、：ｚ、 ３．１１． ｔ、 ７． ｇ、
１０〜Ｎ十７０２７〜ノ（ｌｌｌ十Ｎ、３／〜３ （
ｌｌ＋Ｎグ０． Ｉｌｌ、グ、２． ｌ１３・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・結線、２．
３． ｇ、 ９・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・ バスＡＤ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・Ａ−Ｄ変換器ＥＱ ・・・・・
・・・−・・・、・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・等化ディジタルトラン
スバーサルフ ィルタ ＣＤ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
−・・・判断回路ＦＡ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ フィルり係数の言［算・更新装
置 ＵＣ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・計算ユニ゛ントＳＥ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・ トラ ン ス
）＜−サ ルフィルタシミュレ ータ ＭＥ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・ 平均二乗Ａ呉差唄ｌ定装置 ＲＣ，Ｒ８，ＲＭ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ レジスタＤＣ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・ コンボリューション実行装置 ＳＲＩ〜５Ｒ（Ｎ−１） Ｏ８ＲＩ−Ｏ８ＲＮ ・・・・・・・・・・・・・・
・・ シフトレ・ノスタ代理人の氏名 川原１）−穂
Claims (3)
- （１）伝送チャネル（１）からの被等化信号がアナログ
・ディジタル変換器（ＡＤ）により標本化され、該標本
信号がトランスバーサルフィルタ（ＥＱ）てろ波される
ディジタル信号のアダプティブ等化の方法において、前
記標本信号の群がアナログ・ディジタル変換器（ＡＤ）
の出力で抽出され、初期の組の係数（９）による前記標
本信号のコンボリューションか実施され、その結果を用
いて第１の平均二乗誤差を計算し、これにより、各係数
（ｃｌ）に対して第１（β）及び第２（α）の量だけ適
切な増分及び減分がそれぞれ実施され、且つ、このよう
に修正された係数の組の新しい平均二乗誤差か計算され
、かくして平均二乗誤差（ε１．ε２．ε３）に等しい
縦座標を有し、係数（ｃ、□、Ｃ１□、 ｃｌ３）の各
々の値に等しい横座標を有する３点（ＰＩ、 Ｐ２．
Ｐ３）が得られ、これらの値により各係数（ｅ、）の
最適値が式二に従って逐次計算され、次に該結果が最も
近い２のべきに近似され、次の係数を計算するために係
数の組に直ちに代入され、かくして平均二乗誤差が計算
される！の々査のみからなる新しい組の係数が得られ、
又この結果が上記の第１の平均二乗誤差より小ざい場合
は新しい組の係数かトランスバーサルフィルフィルタ（
ＥＱ）に転送され、該トランスバーサルフィルタからの
標本信号が最後に判断装Ｗ（ＣＤ ）に送られてなる前
記ディジタル信号のアダプティブ等化法。 - （２） 前記の標本群は、係数の組が又転送されるト
ランスバーサルフィルタのシミュレータ（ＣＥ）にＪｉ
４ｆる第１レジスタに記憶され、又、第２レジスタ（Ｒ
Ｃ）に記憶され、前記第１レジスタと第２レジスタの内
容が該内容のコンボリューションを行う装置（ＤＣりに
転送され、該コンボリュージョンの結果は第３レジスタ
（凡Ｓ）に記憶すれ、該レジスタの出力は平均二乗誤差
測定用装置（ＭＥ）に接続され、該装置は測定の結果得
られたディジタル信号を計算ユニット（Ｕｃ）に転送し
、該計’ｊｉ１ｗ ＝ットは前記第１（β）及び第卸α
）の量の所定値を有する係数（Ｃ０）の各々に対して上
記の式に示された計算を実行し、且つ、前記係数の組を
第１レジスタ（′ＦＬｃ）と前記のトランスバーサルフ
ィルタ（ＥＱ）とに転送し、又、前記シミュレータ（Ｓ
Ｅ）により、又、前記の平均二乗誤差測定用装置（ＭＥ
）により、更に、前記のトランスバーサルフィルタ（Ｅ
Ｑ）により実行される演算の展開を制御してなるディジ
タル信号のアダプティブ等化器。 - （３） ｉｊｔ記のトランスバーサルフィルタ（ＥＱ
）は、標本を表わす！進ワード用の遅延線を構成する第
１の複数のシフトレジスタと、！の々門の係数（Ｃ）の
ための！進ワードのディジタル乗算を実行し、上記係数
の指数に等しい各ワードの一連のシフトを実行する第２
の複数のシフトレジスタ（Ｏ８Ｒ／、・・・、Ｃ！５Ｒ
Ｎ）と、該第２の複数のレジスタの出力に入力が接続さ
れる！進加算装置（：Ｄ８ ）とからなることを特徴と
する特許請求の範囲第２項に記載のディジタル信号のア
ダプティブ等化器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT67424A/83 | 1983-04-19 | ||
| IT67424/83A IT1159389B (it) | 1983-04-19 | 1983-04-19 | Equalizzatore adattativo per segnali numerici |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59201534A true JPS59201534A (ja) | 1984-11-15 |
| JPH0654885B2 JPH0654885B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=11302263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59069294A Expired - Lifetime JPH0654885B2 (ja) | 1983-04-19 | 1984-04-09 | ２進信号のための適応等化器及びそれを操作する方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4571732A (ja) |
| EP (1) | EP0126301B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0654885B2 (ja) |
| CA (1) | CA1203858A (ja) |
| DE (2) | DE126301T1 (ja) |
| IT (1) | IT1159389B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3345284A1 (de) * | 1983-12-14 | 1985-06-27 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zur digitalsignalverarbeitung nach art eines vorzugsweise adaptiven transversalfilters |
| GB8406846D0 (en) * | 1984-03-16 | 1984-04-18 | British Telecomm | Digital filters |
| US4811259A (en) * | 1985-09-27 | 1989-03-07 | Cogent Systems, Inc. | Limited shift signal processing system and method |
| US4931973A (en) * | 1986-07-30 | 1990-06-05 | Asghar Safdar M | Method of generating updated transversal filter coefficients |
| DE3634239A1 (de) * | 1986-10-08 | 1988-04-21 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur umwandlung eines durch eine stoerfunktion gestoertes messsignals in ein ungestoertes signal |
| US4789952A (en) * | 1986-12-29 | 1988-12-06 | Tektronix, Inc. | Method and apparatus for digital compensation and digital equalization |
| US4759035A (en) * | 1987-10-01 | 1988-07-19 | Adtran | Digitally controlled, all rate equalizer |
| US5142552A (en) * | 1988-02-22 | 1992-08-25 | Silicon Systems, Inc. | Method and apparatus for analog D.C. offset cancellation |
| IT1217229B (it) * | 1988-04-29 | 1990-03-14 | Telettra Lab Telefon | Sistema e circuiti per la combinazione cosiddetta m.m.s.e. applicata alla trasmissione di segnali numerici |
| US5208837A (en) * | 1990-08-31 | 1993-05-04 | Allied-Signal Inc. | Stationary interference cancellor |
| DE69230969D1 (de) * | 1992-07-10 | 2000-05-31 | Ibm | Verfahren und Einrichtung zur adaptiven Entzerrung |
| JPH06309794A (ja) * | 1993-04-26 | 1994-11-04 | Toshiba Corp | 再生信号等化装置 |
| US5539774A (en) * | 1994-06-15 | 1996-07-23 | International Business Machines Corporation | Dual decision equalization method and device |
| US5524126A (en) * | 1994-11-15 | 1996-06-04 | Hughes Electronics | Symbol timing recovery using fir data interpolators |
| US6072845A (en) * | 1997-04-16 | 2000-06-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Simplified interference suppressor |
| SE9801816L (sv) * | 1998-05-20 | 1999-11-21 | Telia Ab | A/D-omvandlare som förhindrar att felaktiga värden produceras då analoga signaler är utanför omvandlarens dynamiska område |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3311836A (en) * | 1964-12-07 | 1967-03-28 | Cardion Electronics Inc | System for translating pulse signals accompanied by spurious side pulses |
| US3633014A (en) * | 1970-03-13 | 1972-01-04 | Bell Telephone Labor Inc | Digital equalizer in which tap adjusting signals are derived by modifying the signal code format |
| US3665171A (en) * | 1970-12-14 | 1972-05-23 | Bell Telephone Labor Inc | Nonrecursive digital filter apparatus employing delayedadd configuration |
| JPS597963B2 (ja) * | 1977-06-28 | 1984-02-22 | 沖電気工業株式会社 | 数値制御における円弧補間回路 |
| FR2482809B1 (fr) * | 1980-05-14 | 1986-11-14 | Labo Electronique Physique | Systeme adaptatif de reception de donnees numeriques a compensation des distorsions d'amplitude et de phase introduites par le canal de transmission des donnees |
| JPS57142022A (en) * | 1981-02-26 | 1982-09-02 | Casio Comput Co Ltd | Resonance characteristic controlling system in digital filter |
| US4468786A (en) * | 1982-09-21 | 1984-08-28 | Harris Corporation | Nonlinear equalizer for correcting intersymbol interference in a digital data transmission system |
-
1983
- 1983-04-19 IT IT67424/83A patent/IT1159389B/it active
-
1984
- 1984-03-21 CA CA000450071A patent/CA1203858A/en not_active Expired
- 1984-04-09 JP JP59069294A patent/JPH0654885B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1984-04-18 EP EP84104394A patent/EP0126301B1/en not_active Expired
- 1984-04-18 DE DE198484104394T patent/DE126301T1/de active Pending
- 1984-04-18 DE DE8484104394T patent/DE3477627D1/de not_active Expired
- 1984-04-19 US US06/601,983 patent/US4571732A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0126301A3 (en) | 1986-07-23 |
| EP0126301B1 (en) | 1989-04-05 |
| US4571732A (en) | 1986-02-18 |
| EP0126301A2 (en) | 1984-11-28 |
| JPH0654885B2 (ja) | 1994-07-20 |
| IT1159389B (it) | 1987-02-25 |
| DE126301T1 (de) | 1986-12-18 |
| CA1203858A (en) | 1986-04-29 |
| IT8367424A0 (it) | 1983-04-19 |
| DE3477627D1 (en) | 1989-05-11 |
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