JPS59204332A - 受信周波数測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は受信周波数表示装置に係シ、特に高速高分解
能を有して精密に測定し得るようにしたものに関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

周知のように、スー２９−ヘテロゲイン方式のＰＬＬデ
ジタルシンセサイザ受信機では受信（キャリア）周波数
を正確に表示することが必要となっている。

このため、従来は入力信号を帯域フィルタに通してダイ
レクトに周波数カウントしたり、あるいは中間周波フィ
ルタによって帯域制限さｎた中間周波信号の周波数およ
び局部発振信号の周波数をカウントしてその和または差
として求める如くしたシしていたが、いずれも隣接妨害
が大きいときやＳＳＢ信号の場合等に誤カウントし易い
という問題を有していた。

また、受信周波数を測定するものではないが、受信周波
数の目安として局部発振信号の周波数のみをカウントし
て公称中間周波数との和または差を表示するようにした
ものや、単にＰＬＬデジタル（周波数）シンセサイザ受
信機におけるプログラマブル分周数（Ｎ）に対応して受
信されるべき公称受信周波数を表示するようにしたもの
等もあるが、こ扛らは入力キャリア周波数が変化しても
表示周波数は変化しないので実用的ではなかった。

〔発明の目的〕

そこで、この発明は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、瞬接妨害の影響を受けることなく受信周波数の変
化に対応して精密に受信周波数をし得るようにした極め
て良好な受信周波数表示装置を提供することを目的とし
ている。

〔発明の概要〕

すなわち、この発明による受信周波数測定装置は、被復
調用の入力も号をＰＬＬ方式によって所定の中間周波信
号に変換するデジタルシンセサイザ部と、このデジタル
シンセサイザ部からの中間周波信号から同相復調出力お
よび直交復調出力を導出するもので、前記直交復調出力
に基いて制御される前記デジタルシンセサイザ部の基準
発振器からの出力を分周処理して前記中間周波信号の周
波数と等しく且つ互いに９０°位相差を有する復、調剤
の同相キャリアおよび直交キャリア’ｉ　ＰＬＬ方式に
よって再生するＰＬＬ同期同期同調回路部前記基準発振
器からの出力を所定期間カウントして表示する受信周波
数表示部とを具備してなることを特徴としている。

〔発明の実施例〕

以下図面を参照してこの発明の一実施例につき詳細に説
明する。

すなわち、図はＰＬＬデジタルシンセサイデ受信機にＰ
ＬＬ同期復調機能が付加されたものに適用する場合を示
すもので、図示しない高周波段部からの被復調用入力信
号はミクサ１１にて後述するデジタルシンセサイザ部１
２からの局部発振信号によシ所定の中間周波信号に変換
された後、中間周波フィルタ１３、中間周波増幅器１４
を介して後述するＰＬＬ同期復調回路部１５に導かれる
如くなされている。

ここで、デジタルシンセサイザ部１２ＦｉいわゆるＰＬ
Ｌ方式によるもので基準周波数発振器１２１．１／Ｊ分
周器１２２、位相・周波数比較器１２３、局部周波数発
振器１２４およびプログラマブル（ＩＡ）分局器１２５
を有している。

また、ＰＬＬ同期復調回路部１５は中間周波信号に変換
された被復調用入力信号から同相キャリアによる同調復
調出力（Ｉ　−ＤＥＴ、ＯＵＴ　）および直交キャリア
による直交復調出力（Ｑ−ＤＥＴ・ＯＵＴ　）を導出す
るための”第１および第２の位相検波器１５１．１５２
と第１および第２のローパスフィルタ１５３．１５４を
有すると共に、上記間な 相キャリアおよび直交キャリアを再生する鴬めのＰＬＬ
回路１５５を有している。

ここで、ＰＬＬ回路１５５は上記直交復調出力（Ｑ−Ｄ
ＥＴ・ＯＵＴ　）から直流分を抽出するループフィルタ
１５６と、このループフィルタ１５６からの直流分によ
って制御される前記基準周波数発振器１２１と、この基
準周波数発振器１２１からの出力をに分周するＩＡ分周
器１５７と、このＩＡ分周器１５７の出力を４分周して
互いに９０°位相差を有した上記同相キャリアおよび直
交キャリアを得るジョンソン（１１０カウンタ１５８と
を有している。

そして、受信周波数測定表示部１６は前記デジタルシン
セサイザ部１２のプログラマブル（ＩＡ）分局器１２５
の分周数を受信すべき各放送局毎の公称受信周波数に応
じて制御するチューニングコントローラ１７からのコン
トロール信号によシ基準クロック発生器１６１からの基
準クロックをＭ分周するプログラマブル（１７０分周器
１６２と、このプログラマブル（′１Ａ／ｉ）分周器１
６２からの出力からダート信号およびリセット信号を生
成するｒ−）・リセット制御器１６３と、このダート・
リセット制御器１６３からのｆ−）信号およびリセット
信号により、前記基準周波数発振器１２１からの出力を
ダート回路１６４およびリセット回路１６５を介してカ
ウントするパルスカウンタ１６６と１、このパルスカウ
ンタ１６６からの出力を表示する表示器１６２とを有し
ている。

而して、以上の構成において基準発振周波数ｆＯ９局部
発振周波数ｆＬ、中間周波数ｆｘは入力周波数ｆｃに対
して次のように関連付けられている。

すなわち、先ず ０ ｆｌ＝Ｉ　ＣｆＬ−ｆＣ）−一・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（２）４に なる関係が必ず成立しているもので、これによシ ■）−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（３）Ｋ Ｍ＝Ｎ＋Ｉ　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（４）となるから、 ｆｏ　＝−・ｆｃ　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（５）ｆＬ＝−・ｆｃ
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（６）なる関係で、上述した各部が動作
している。

つまシ、中間周波数やその他の受信機内部周波数が入力
周波数ｆｃによって定まるので、同調ずれ等の問題は本
質的に存在せず、また選択度も同期復調後のオーディオ
ローフ９スフイルタ（図示せず）で決められるために中
間周波フィルタを本質的に必要としないもので、単にミ
クサ１１の前段迄にイメージ周波数（ｆＣ±２ｆ１）成
分を十分に除去し得るようにしておくだけでよいもので
ある。

ところで、入力周波数ｆｃがαｆｃに変化したとすると
、上記（５）　ｅ　（６）　＊　（７）式から明らかな
ように基準発振周波数ｆ’　ｓ局部発振周波数ｆＬ、中
間周波数ｆ！もそれぞれαｆＯ，αｆＬ、αｆ１に変化
するので、これらのいずれかの周波数を測定することで
入力周波数をその変化に応じて正確に測定することがで
きることになる。

ここで、（５）式よシ となる。また、プログラマブル分周数Ｎは（４）式％式
％（１１） となる。そして、同相キャリア周波数Ｉは（３）式で与
えられるが、分周数Ｊが で与えられると共に、分周数４に力１ で与えられるので なる関係を有している。

これによって、図に示した受信機は受イ言周波数ｆｃを
選局するために、（６）式に基いたプログラマブル分周
数Ｎをチューニングコントローラ１７で設定すればよい
ことがわかる。

一！！、た、αり式中のＭは（９）、αカ式よりであシ
、（ト）式のプログラマブル分周数Ｎは整数でしか設定
できないので、（ト）式のＩが整数となるような関係に
ｆｔ　、　ｆｒが選定されているもので、α◆式のＭが
整数となるような公称受信周波数ｆｃだけが受信し得る
ことにな・る。

つまシ、αＩ、α場、α→式の関係で定められたプログ
ラマブル分周数Ｎの設定によシ、受信機は（８）式で与
えられる受信周波数ｆｃを選局するものである。

この場合、実際の受信周波数がｆｃよシ僅かにずれたα
ｆｃになったとしても、ＰＬＬ同期復調回路部１５の第
２の位相検波器１５２からの直流分が基準発振周波数ｆ
ｏをαｆＯに変化させて周期復調位相口、りを維持する
ように働くもので、（８）式は の関係となっている。

そして、このαゆ式の関係を用いて、実際の基準発振周
波数αｆＯをパルスカウントすることによシ、実際の受
信周波数αｆｃの棋１１定を高速高分解能によシ精密に
測定することができる。

すなわち、受信周波数測定表示部１６は、基準クロック
発生器１６１からの周波数誤差の極めて小さなＪ　［Ｈ
ｚ］なる周波数の基準クロックをプログラマブル（１／
Ｍ）分周器１６２でチューニングコントローラｉｖから
のコン）ｏ−ｙ信号によりＭ分周してＭ　（Ｈｚ　］の
パルスとする。そして、この−’−［Ｈｚ〕なるパルス
をダート・リセット制御器１６３を介して得られるダー
トノクルスおよびリセッ）　ノ４ルスにより、上記実際
の基準発振周波数αｆＯをカウントするノｆルスカウン
ター６６がダート回路１６４およびリセット回路１６５
を介して制御される。

この場合、’（Ｈｚ）のｅ−）パルスの１周期分に相当
する了（秒）だけダート回路１６４を開き、次の何周期
かは表示出力ホールドのためにダート回路１６４を閉じ
た後、リセット回路１６５でもってリセットをかけて再
び！！（秒）だけダート回路１６４を開く如くした動作
を繰シ返すことになる。

このようにして、実際の基準発振周波数αｆ。

をパルスカウントすることによシ、実際の受信周波数ｆ
ｃそのものを直接カウンタで測定するよシも高速高分解
能で測定表示し得るものである。

−例として ｉｏ　　７２００　ｋＨｚ Ｊ−＝＝８００ ｆｒ　　　９ｋＨｚ ｆＣ１６０２ｋＨｚ Ｍクー１−＝１７８ ｆｒ　　　９ｋＨｚ の場合、８００Ｈｚの基準クロック発生器１６１を用意
し、これを１７８分向してその一周期す　７８ なわちＴＴＴ＝　０．２２２５秒だけ、αｆｏをパルス
カウントすることＫよシ、実際の受信周波数αｆｃを±
Ｉ　Ｈｚの分解能を有して例えば１６０２．００２ｋ）
Ｉｚと測定表示することが可能となる。

さらに、ノぐルスカウンター６６のダートをグートノ９
ルスの１０周期分すなわち２．２２５秒だけ聞イテカウ
ントすれば、１６０２．００２４ｋＨｚの如く±０．１
　Ｈｚの分解能を有して高速で測定表示することができ
るようになる。

上述の例は受信周波数ｆｃが１６’　０２　ｋＨｚの場
合であるが、これが５３１　ｋＨｚである場合には例え
ば５３１．０００６ｋＨｚの如く±０．１　Ｈｚの分解
能９０ を有した測定が僅かに一：＝　０．７３７５秒だけでな
せることになるので、通常１０秒を要するのに比して大
幅に高速化し得るものであることがわかる。

すなわち、通常は受信周波数キャリア等を直接カウント
しているので、雑音や隣接妨害および変調等によってカ
ウント誤差が大・きい上に、高速測定が不能で長時間の
カウントを続けなければならないからカウント誤差がさ
らに増す結果、精密な測定をなし得なかった。

これに対し、上述したようにこの発明では基準発振周波
数をノクルスカウントしているために誤差要因が全くな
いと共に、高速短時間（通常の１〜１０数分の１）で済
むので、結果的に精密な測定が可能となる・。

この場合、カウントに要する時間は受信周波数によって
異なるが、通常のカウンタで受信周波数を直接カウント
するのに必要な時間に対して、同一分解能を得るのにそ
のＭすなわちａカ。

０４式よ’）　ｆＣ／ｆｏで済ませることができるもの
であるＯ また、従来高級カウンタとして高速高分解能機能を持つ
レシプロカル方式周波数カウンタを用いる場合もあるが
、これに比べても上述したこの発明の測定では逆数演算
回路やカウント数平均化処理等管必要としないので、そ
れだけ簡便になし得るという利点を有している。

なお、この発明は上記し且つ図示した実施例のみに限定
されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形や適用が可能であることは言う迄もない。

例えば、基準クロ、りＪ　［Ｈｚ］をＭ分周せ、ずにそ
のままダートノ臂ルスとして用い、これによるαｆｏの
カウント値をＭ倍してから表示するようにしてもよい。

この場合の分解能はＭ分周する場合に比してＭ倍になる
が、測定時間は１／Ｍになる。

また、表示器１６７による表示は必ずしも必要とする全
桁を用意することなく、通常の場合の４桁だけにしてお
いて、普段は公称受信周波数を単に表示し、受信周波数
直読スイッチ等の操作によってＡ’ルスカウンタ出力に
切換えてｋＨｚ単位の小数点以下４桁（０，１Ｈｚの桁
まで）を表示し得るようにしておいてもよいものである
。

〔発明の効果〕

従って、以上詳述したようにこの発明によれは、隣接妨
害の影響を受けることなく受信周波数の変化に対応して
精密に受信周波数を測定し得るようにした極めて良好な
受信周波数測定装置を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

図はこの発明に係る受信周波数測定装置の一実施例を示
す構成図である。 １１・・・ミクサ、１２・・・デジタルシンセサイザ部
、１３・・・中間周波フィルタ、１４・・・中間周波増
幅器、１５・・・ＰＬＬ同期復調回路部、１２１・・・
基準周波数発振器、１２２・・・１／Ｊ分周器、１２３
・・・位相・周波数比較器、１２４・・・局部周波数発
振器、１２５．１６２・・・プログラマゾル分周器、１
５１．１５２・・・位相検波器、１５３．１５４・・・
ローノやスフィルタ、１５５・・・ＰＬＬ回路、１５６
・・・ループフィルタ、１５７・・・ＩＡＣ分周器、１
５８・・・ジョンンンカウンタ、１６・・・受信周波数
表示部、１７・・・チューニングコントローラ、１６ノ
・・・基準クロック発生器、１６３・・・ダート・リセ
ット制御器、１６４・・・ダート回路、１６５・・・リ
セット回路、１６６・・・ノやルスヵウンタ、１６７・
・・表示器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被復調用の入力信号をＰＬＬ方式によって所定の中間周
   波信号に変換するデジタルシンセサイザ部と、このデジ
   タルシンセサイザ部からの中間周波信号から同相復調出
   力および直交復調出力を導出するもので、前記直交復調
   出力に基いて制御される前記デジタルシンセサイザ部の
   基準発振器からの出力を分周処理して前記中間周波信号
   の周波数と等しく且つ互いに９０°位相差を有する復調
   用の同相キャリアおよび直交キャリアーｉ　ＰＬＬ方式
   によって再生するＰＩＬＬ同期（ｊ［Ｊ回路部と、前記
   基準発振器からの出力を所定期間カウントして表示する
   受信周波数表示部とを具備してなることを特徴とする受
   信周波数測定装置。