JPS59221009A - 可変周波数発振回路 - Google Patents
可変周波数発振回路Info
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- JPS59221009A JPS59221009A JP58095354A JP9535483A JPS59221009A JP S59221009 A JPS59221009 A JP S59221009A JP 58095354 A JP58095354 A JP 58095354A JP 9535483 A JP9535483 A JP 9535483A JP S59221009 A JPS59221009 A JP S59221009A
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Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、リニアリティの良好な可変周波数発振回路
に関する。
に関する。
背景技術とその問題点
電圧あるいは電流により発振周波数を制御できるように
した可変周波数発振回路は、■ＣＯあるいはＣＣＯと呼
ばれているが、この■ＣＯあるいはＣＣＯはＬＣ発振タ
イプとマルチバイブレークタイプとに大別できる。
した可変周波数発振回路は、■ＣＯあるいはＣＣＯと呼
ばれているが、この■ＣＯあるいはＣＣＯはＬＣ発振タ
イプとマルチバイブレークタイプとに大別できる。
そして、一般に、ＬＣ発振タイプでは、共振回路に可変
容量ダイオードを使用し、これに制御電圧を供給して発
振周波数を可変し、マルチバイブレークタイプでは、コ
ンデンサの充放電電流を制御したり、スレッショールド
レベルを制御したりして発振周波数を可変している。
容量ダイオードを使用し、これに制御電圧を供給して発
振周波数を可変し、マルチバイブレークタイプでは、コ
ンデンサの充放電電流を制御したり、スレッショールド
レベルを制御したりして発振周波数を可変している。
しかし、ＬＣ発振タイプでは、可変容量ダイオードとし
て超階段接合のものを使用すると、ＩＣ化に適さず、一
般のＰＮ接合のものを使用すると、可変容量範囲が小さ
いので、可変周波数範囲が狭くなってしまう。
て超階段接合のものを使用すると、ＩＣ化に適さず、一
般のＰＮ接合のものを使用すると、可変容量範囲が小さ
いので、可変周波数範囲が狭くなってしまう。
また、マルチパイブレークタイプでは、発振の安定度が
悪く、Ｃ／Ｎも悪い■ＣＯあるいはＣＣＯをしか実現で
きず、ＬＣ発振タイプと同等以上の性能はとζも望むこ
とができない。
悪く、Ｃ／Ｎも悪い■ＣＯあるいはＣＣＯをしか実現で
きず、ＬＣ発振タイプと同等以上の性能はとζも望むこ
とができない。
そこで、これらの問題点を一掃したＣＣＯとして第１図
に示すようなものが考えられている。
に示すようなものが考えられている。
すなわち、第１図において、トランジスタＱ１のコレク
タが電源端子Ｔ１に接続され、そのエミッタと接地との
間に定電流源Ｑ２が接続され、そのコレクタとベースと
の間に抵抗器Ｒ１及び固体振動子Ｘ１が並列接続される
と共に、そのベースとエミッタとの間にコンデンサＣ１
が接続され、このエミッタに出力端子Ｔ２が接続される
。
タが電源端子Ｔ１に接続され、そのエミッタと接地との
間に定電流源Ｑ２が接続され、そのコレクタとベースと
の間に抵抗器Ｒ１及び固体振動子Ｘ１が並列接続される
と共に、そのベースとエミッタとの間にコンデンサＣ１
が接続され、このエミッタに出力端子Ｔ２が接続される
。
また、トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタが互いに接続
されると共に、このエミッタと接地との間に可変定電流
源Ｑ５が接続されて差動アンプ（１）が構成される。さ
らに、トランジスタＱ４．Ｑ？のエミッタが端子Ｔ１に
接続され、それらのベースが互いに接続されると共に、
トランジスタＱ６のコレクタに接続されてトランジスタ
Ｑ６を入力端とし、かつ、端子Ｔ１を基準電位点とする
カレントミラー回路（２）が構成される。そして、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ４のコレクタがトランジスタＱｅ。
されると共に、このエミッタと接地との間に可変定電流
源Ｑ５が接続されて差動アンプ（１）が構成される。さ
らに、トランジスタＱ４．Ｑ？のエミッタが端子Ｔ１に
接続され、それらのベースが互いに接続されると共に、
トランジスタＱ６のコレクタに接続されてトランジスタ
Ｑ６を入力端とし、かつ、端子Ｔ１を基準電位点とする
カレントミラー回路（２）が構成される。そして、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ４のコレクタがトランジスタＱｅ。
Ｑ７のコレクタにそれぞれ接続されて反転アンプ（３）
が構成される。
が構成される。
さらに、トランジスタＱ４のコレクタとベースとの間に
帰還用のコンデンサＣ２が接続され、トランジスタＱ４
のベースが抵抗器Ｒ２を通してバイアス電源Ｖ１に接続
されると共に、トランジスタＱ３のベースも電源■１に
接続される。また、トランジスタＱ４のコレクタがトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続される。
帰還用のコンデンサＣ２が接続され、トランジスタＱ４
のベースが抵抗器Ｒ２を通してバイアス電源Ｖ１に接続
されると共に、トランジスタＱ３のベースも電源■１に
接続される。また、トランジスタＱ４のコレクタがトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続される。
このような構成によれば、回路（１１，（２）は、トラ
ンジスタＱ４のベースを反転入力端、トランジスタＱ４
．Ｑ７のコレクタを出力端とする反転アンプ（３）とし
て働くので、この第１図の回路の交流等価回路は、第２
図に示すようになる。すなわち、アンプ（３）にはコン
デンサＣ２により負帰還がかかり、アンプ（３）の入力
端は抵抗器Ｒ２によりシャントされると共に、アンプ（
３）の出力端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され
るごとになる。
ンジスタＱ４のベースを反転入力端、トランジスタＱ４
．Ｑ７のコレクタを出力端とする反転アンプ（３）とし
て働くので、この第１図の回路の交流等価回路は、第２
図に示すようになる。すなわち、アンプ（３）にはコン
デンサＣ２により負帰還がかかり、アンプ（３）の入力
端は抵抗器Ｒ２によりシャントされると共に、アンプ（
３）の出力端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され
るごとになる。
従って、このときのアンプ（３）の出力アドミッタンス
Ｙは、 ・・・ （１） ω ： 角周波数 Ｉ５ ： 電流源Ｑ５の定電流 となり、これは抵抗と容量との直列回路と等価であり、
その容量のＱは、 Ｑ−１／ωＣ２Ｒ２ で示される。
Ｙは、 ・・・ （１） ω ： 角周波数 Ｉ５ ： 電流源Ｑ５の定電流 となり、これは抵抗と容量との直列回路と等価であり、
その容量のＱは、 Ｑ−１／ωＣ２Ｒ２ で示される。
従って、
Ｑ＞＞１
とすれば、アドミッタンスＹは容量のみとみなすことが
でき、その等価容量Ｃつは、 となる。すなわち、トランジスタＱ１のエミッタからア
ンプ（３）側を見たとき、これは容量Ｃｘとみなすこと
ができる。
でき、その等価容量Ｃつは、 となる。すなわち、トランジスタＱ１のエミッタからア
ンプ（３）側を見たとき、これは容量Ｃｘとみなすこと
ができる。
従って、第２図の回路は、等測的にさらに第３図のよう
に示すことができる。そして、この第３図の回路はコル
ピッツ発振回路であり、これは振動子Ｘ１のインダクタ
ンス及び容ｇｌ Ｃ１，Ｃｘの直列共振周波数で発振す
る。
に示すことができる。そして、この第３図の回路はコル
ピッツ発振回路であり、これは振動子Ｘ１のインダクタ
ンス及び容ｇｌ Ｃ１，Ｃｘの直列共振周波数で発振す
る。
そして、このとき、等価容量Ｃｘは（ｉｉ）式で示され
、これは電流１５の大きさで変化する。従って、第１図
の回路は、コルピッツ発振回路であり、その発振周波数
は可変定電流源Ｑ５の定電流ＩＳにより可変できる。
、これは電流１５の大きさで変化する。従って、第１図
の回路は、コルピッツ発振回路であり、その発振周波数
は可変定電流源Ｑ５の定電流ＩＳにより可変できる。
こうして、ＣＣＯを実現できるが、この場合、特に第１
図のＣＣＯによれば、超階段接合の可変容量ダイオード
のような素子を必要としないので、ＩＣ化が容易である
。また、等価容量Ｃｘが（ｉｉ）式で示され、電流Ｉ５
によって容量Ｃχを広い範囲にわたって変化させること
ができるので、可変周波数を広くできる。
図のＣＣＯによれば、超階段接合の可変容量ダイオード
のような素子を必要としないので、ＩＣ化が容易である
。また、等価容量Ｃｘが（ｉｉ）式で示され、電流Ｉ５
によって容量Ｃχを広い範囲にわたって変化させること
ができるので、可変周波数を広くできる。
さらに、このＣＣＯは基本的にはＬＣ発振なので、安定
度が高く、Ｃ／Ｎも良好である。そして、部品点数も少
ない。
度が高く、Ｃ／Ｎも良好である。そして、部品点数も少
ない。
また、トランジスタＱ１のエミッタと、トランジスタＱ
４．．Ｑ７のコレクタとの間には、直流電流は流れず、
これらの点の電位はトランジスタＱ＋によって決まるの
で、電源電圧Ｖｃｃを低くすることができる。さらに、
アンプ（３）の出力端をトランジスタＱ１に接続してい
るので、入力端を接続する場合に比べ、トランジスタＱ
１のエミッタにおける発振信号レベルを大きくすること
ができる。
４．．Ｑ７のコレクタとの間には、直流電流は流れず、
これらの点の電位はトランジスタＱ＋によって決まるの
で、電源電圧Ｖｃｃを低くすることができる。さらに、
アンプ（３）の出力端をトランジスタＱ１に接続してい
るので、入力端を接続する場合に比べ、トランジスタＱ
１のエミッタにおける発振信号レベルを大きくすること
ができる。
このように第１図のＣＣＯには多くの長所がある。しか
し、このＣＣＯｏにおいては、等価容量Ｃｘが制御電流
Ｉ５に対して（ｉｉ ）式で示され、容量Ｃｘが電流Ｉ
５に対してリニアに変化するので、電流Ｉ５に対する発
振周波数ｆは第４図に実線で示すようにノンリニアに変
化することになる。このため、発振周波数ｆのｉａｉい
範囲（第４図の上側）では発振周波数ｆに対する制御感
度が高く、発振周波数ｆの低い範囲（第４図の下側）で
は制御感度が低いので、使いにくい欠点がある。また、
このＣＣＯをＰＬＬに使用すると、発振周波数ｆにより
ループゲインが大幅に変化することになるので、希望す
る特性のＰＬＬを得ることができない欠点がある。
し、このＣＣＯｏにおいては、等価容量Ｃｘが制御電流
Ｉ５に対して（ｉｉ ）式で示され、容量Ｃｘが電流Ｉ
５に対してリニアに変化するので、電流Ｉ５に対する発
振周波数ｆは第４図に実線で示すようにノンリニアに変
化することになる。このため、発振周波数ｆのｉａｉい
範囲（第４図の上側）では発振周波数ｆに対する制御感
度が高く、発振周波数ｆの低い範囲（第４図の下側）で
は制御感度が低いので、使いにくい欠点がある。また、
このＣＣＯをＰＬＬに使用すると、発振周波数ｆにより
ループゲインが大幅に変化することになるので、希望す
る特性のＰＬＬを得ることができない欠点がある。
発明の目的
この発明は、このような問題点を一掃しようとするもの
である。
である。
発明の概要
このため、この発明においては、トランジスタの指数関
数特性を利用して制御電流Ｉ５を補正して制御信号対発
振周波数特性をリニアにするものである。
数特性を利用して制御電流Ｉ５を補正して制御信号対発
振周波数特性をリニアにするものである。
実施例
すなわち、第５図において、定電流源Ｑ５としてトラン
ジスタＱ６のコレクタ・エミッタ間が接続される。
ジスタＱ６のコレクタ・エミッタ間が接続される。
また、トランジスタＱ１１． Ｑｊ２のエミッタが互い
に接続されると共に、このエミッタと接地との間に定電
流源Ｑ１３が接続され、トランジスタＱ、１゜Ｑｊ２の
ベースが制御端子Ｔｔｔ、 Ｔ１２に接続されて差動ア
ンプ（１１）が構成される。さらに、トランジスタＱ１
４． Ｑｊ６により端子Ｔ１を基準電位点とし、かつ、
トランジスタＱ１４を入力側とするカレントミラー回路
（１２）が構成されると共に、トランジスタＱ １４
、 Ｑ １５のコレクタがトランジスタＱ１１゜Ｑｊ
、２のコレクタにそれぞれ接続されて非反転アンプ（１
３）が構成される。
に接続されると共に、このエミッタと接地との間に定電
流源Ｑ１３が接続され、トランジスタＱ、１゜Ｑｊ２の
ベースが制御端子Ｔｔｔ、 Ｔ１２に接続されて差動ア
ンプ（１１）が構成される。さらに、トランジスタＱ１
４． Ｑｊ６により端子Ｔ１を基準電位点とし、かつ、
トランジスタＱ１４を入力側とするカレントミラー回路
（１２）が構成されると共に、トランジスタＱ １４
、 Ｑ １５のコレクタがトランジスタＱ１１゜Ｑｊ
、２のコレクタにそれぞれ接続されて非反転アンプ（１
３）が構成される。
そして、トランジスタＱ１２． ＣＬｔｓのコレクタ
がトランジスタＱ１６のベースに接続され、このトラン
ジスタＱ１６のエミッタが端子Ｔ１に接続されると共に
、端子Ｔ１とトランジスタＱｔｓのベースとノ間に、ダ
イオード接続されたトランジスタＱ１ｒと抵抗器Ｒ１１
とが直列接続され、このトランジスタＱ、１７と抵抗器
Ｒ１１との接続中点と、接地との間に定電流源Ｑｉｅが
接続される。
がトランジスタＱ１６のベースに接続され、このトラン
ジスタＱ１６のエミッタが端子Ｔ１に接続されると共に
、端子Ｔ１とトランジスタＱｔｓのベースとノ間に、ダ
イオード接続されたトランジスタＱ１ｒと抵抗器Ｒ１１
とが直列接続され、このトランジスタＱ、１７と抵抗器
Ｒ１１との接続中点と、接地との間に定電流源Ｑｉｅが
接続される。
さらに、トランジスタＱ１Ｇのコレクタがトランジスタ
Ｑ１９のコレクタに接続されると共に、このトランジス
タＱｚｓとトランジスタＱ６とによりトランジスタＱｔ
ｓを入力側とし、かつ、接地を基準電位点としてカレン
トミラー回路（１４）が構成される。
Ｑ１９のコレクタに接続されると共に、このトランジス
タＱｚｓとトランジスタＱ６とによりトランジスタＱｔ
ｓを入力側とし、かつ、接地を基準電位点としてカレン
トミラー回路（１４）が構成される。
なお、端子Ｔ１１とＴ１２との間には制御電圧Ｅが供給
される。
される。
このような構成において、アンプ（１３）から抵抗器Ｒ
１１に向かって流れる電流を１１３とずれば、端子Ｔ
１１１ Ｔ １２に供給される制御電圧Ｅが、端子Ｔｘ
１が正となる極性のときには、Ｉ １３ ＞ ０となり
、端子Ｔ１２が正となる極性のときには１１ａ＜０とな
ると共に、この電流Ｉ １ｇは制御電圧Ｅに対応し、Ｅ
＝０ならば１１ａ＝０である。
１１に向かって流れる電流を１１３とずれば、端子Ｔ
１１１ Ｔ １２に供給される制御電圧Ｅが、端子Ｔｘ
１が正となる極性のときには、Ｉ １３ ＞ ０となり
、端子Ｔ１２が正となる極性のときには１１ａ＜０とな
ると共に、この電流Ｉ １ｇは制御電圧Ｅに対応し、Ｅ
＝０ならば１１ａ＝０である。
そして、ｉａｉのためトランジスタ０１Ｇ、 Ｑｊ４
のベース電流を無視すれば、 Ｖｓｉ＋ｉｔ Ｉ ｔ３Ｒｘｔ＝ＶＢｉｘ６Ｖ［］ε
ｘＧ、 Ｖｅｉｚｖ ： トランジスタＱＩＢ、 Ｑ
ｊ７のベース・エミッタ間 電圧 であるからトランジスタＱ１６のコレクタ電流１１Ｇば
、 Ｉｘ６＝Ｉｓ （ｅｘｐ（（Ｖａｇ１７１１３Ｒ１１
）））Ｔ ＩＳ：トランジスタ０１６の飽和本流 となる。
のベース電流を無視すれば、 Ｖｓｉ＋ｉｔ Ｉ ｔ３Ｒｘｔ＝ＶＢｉｘ６Ｖ［］ε
ｘＧ、 Ｖｅｉｚｖ ： トランジスタＱＩＢ、 Ｑ
ｊ７のベース・エミッタ間 電圧 であるからトランジスタＱ１６のコレクタ電流１１Ｇば
、 Ｉｘ６＝Ｉｓ （ｅｘｐ（（Ｖａｇ１７１１３Ｒ１１
）））Ｔ ＩＳ：トランジスタ０１６の飽和本流 となる。
また、トランジスタＱＩＧのコレクタ電流Ｉｔｓはトラ
ンジスタＱ１．ｓのコレクタ電流に等しく、トランジス
タＱ１ｓ、ＱＢはカレントミラー回路（１４）を構成し
ているので、 ５−Ｉｃ６ ’：； Ｉ ｓ （ｅｘｐ （（ＶＢｉ＋ｔｔ Ｉ
１３Ｒ１１） ） ｊＴ ・・・・・・（ｉｉｉ ） である。
ンジスタＱ１．ｓのコレクタ電流に等しく、トランジス
タＱ１ｓ、ＱＢはカレントミラー回路（１４）を構成し
ているので、 ５−Ｉｃ６ ’：； Ｉ ｓ （ｅｘｐ （（ＶＢｉ＋ｔｔ Ｉ
１３Ｒ１１） ） ｊＴ ・・・・・・（ｉｉｉ ） である。
従って、１１３＝０ （Ｅ−０）のときのコレクタ電
流Ｉ５を１５（０）とすれば、 １５ （ｏ）＝ Ｉ ｓ （ｅｘｐ （ＶＢ６１７）
）Ｔ ・・・・・・（ｉｖ ） であるから（ｉｉｉ）、 （ｉｖ）式からに’１ ＝ ｅｓｐ （Ｉ ｘ３Ｒｕ） Ｔ となる。すなわち、電流Ｉ５は、電流１１３に対して基
準の電流１６ （０）から指数関数的に変化する。
流Ｉ５を１５（０）とすれば、 １５ （ｏ）＝ Ｉ ｓ （ｅｘｐ （ＶＢ６１７）
）Ｔ ・・・・・・（ｉｖ ） であるから（ｉｉｉ）、 （ｉｖ）式からに’１ ＝ ｅｓｐ （Ｉ ｘ３Ｒｕ） Ｔ となる。すなわち、電流Ｉ５は、電流１１３に対して基
準の電流１６ （０）から指数関数的に変化する。
従って、発振周波数ｆは、電流１１３に対して第４図に
破線で示すようにほぼリニアに変化する。
破線で示すようにほぼリニアに変化する。
なお、Ｉ工３＝０ （Ｅ＝０）のときには、１−ランジ
スタＱ１ｓのコレクタ電流Ｉｚ６は、トランジスタＱ１
７のコレクタ電流に等しく、これは定電流源Ｑ＋８の定
電流１１８に等しいので、１５＝Ｉｚｅであり、発振周
波数ｆは基準の周波数ｆｏである。
スタＱ１ｓのコレクタ電流Ｉｚ６は、トランジスタＱ１
７のコレクタ電流に等しく、これは定電流源Ｑ＋８の定
電流１１８に等しいので、１５＝Ｉｚｅであり、発振周
波数ｆは基準の周波数ｆｏである。
こうして、この発明によれば、制御電圧Ｅあるいは制御
電流Ｉｉ３に対して発振周波数ｆをリニアに変化させる
ことができる。しかも、このリニアリティの補止をトラ
ンジスタの階数関数特性を利用して行っているので、制
御信号対発振周波数特性のばらつきや変動が少ない。
電流Ｉｉ３に対して発振周波数ｆをリニアに変化させる
ことができる。しかも、このリニアリティの補止をトラ
ンジスタの階数関数特性を利用して行っているので、制
御信号対発振周波数特性のばらつきや変動が少ない。
従って、発振周波数ｆにかかわらず一定の制御感度を得
ることができる。また、ＰＬＬにあってはループゲイン
が一定となり、容易に希望する特性を得ることができる
。
ることができる。また、ＰＬＬにあってはループゲイン
が一定となり、容易に希望する特性を得ることができる
。
第６図に示す例においては、トランジスタＱ１をエミッ
タ接地とすると共に、カレントミラー回路 なお、上述において、必要に応じて容量Ｃｘに並列また
は直列となるようにコンテンツを付加してもよい。
タ接地とすると共に、カレントミラー回路 なお、上述において、必要に応じて容量Ｃｘに並列また
は直列となるようにコンテンツを付加してもよい。
発明の効果
制御信号に対して発振周波数をリニアに変化させること
ができる。しかも、ＩＣ化に好適であり、安定度やＣ／
Ｎも良好であると共に、可変周波数範囲も広い。また、
低電圧で動作することもでき、部品点数も少ない。
ができる。しかも、ＩＣ化に好適であり、安定度やＣ／
Ｎも良好であると共に、可変周波数範囲も広い。また、
低電圧で動作することもでき、部品点数も少ない。
第１図〜第４図１はこの発明を説明するための図、第５
図及び第６図はこの発明の一例の接続図である。 （３）は反転アンプである。 手続補正書 昭和５８年１１月２２日 １、事件の表示 昭和５８年特許願第 ９５３５４ 号 ２、 ａ ’Ｊ’ｌ （’） 名４ｒＦ 可変周波数
発振回路３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８） ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ６、補正により増加する発明の数 （１） 明細書中、第５頁４行の（ｉ）式を次のよう
に訂正する。 ・・・ （ｉ）」 （２） 同、第６頁１行の（ｉｉ ）式を次のように
訂正する。 （３）同、第１２頁２行の式を次のように訂正する。 （４） 図面中、第６図を別紙のように訂正する。 以上
図及び第６図はこの発明の一例の接続図である。 （３）は反転アンプである。 手続補正書 昭和５８年１１月２２日 １、事件の表示 昭和５８年特許願第 ９５３５４ 号 ２、 ａ ’Ｊ’ｌ （’） 名４ｒＦ 可変周波数
発振回路３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８） ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ６、補正により増加する発明の数 （１） 明細書中、第５頁４行の（ｉ）式を次のよう
に訂正する。 ・・・ （ｉ）」 （２） 同、第６頁１行の（ｉｉ ）式を次のように
訂正する。 （３）同、第１２頁２行の式を次のように訂正する。 （４） 図面中、第６図を別紙のように訂正する。 以上
Claims (1)
- 差動アンプとカレントミラー回路゛とが接続されて反転
アンプが構成され、この反転アンプの出力端と反転入力
端との間に帰還用のコンデンサが接続され、上記反転入
力端が抵抗器によりシャントされ、上記出力端が発振回
路の共振回路にその共振容量として接続され、第１及び
第２のトランジスタのエミッタが基ｖＪｆ！、電位点に
接続され、上記第１及び第２のトランジスタのベース間
に別の抵抗器が接続され、上記第１のトランジスタのベ
ース及びコレクタが互いに接続されると共に、定電流源
−に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタ電流
が上記差動アンプにその定電流源の定電流として供給さ
れ、上記第２のトランジスタのベースと上記別の抵抗器
との接続点に制御電流が供給されて発振周波数がｒｉＪ
変されるようにした可変周波数発振回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58095354A JPS59221009A (ja) | 1983-05-30 | 1983-05-30 | 可変周波数発振回路 |
| CA000453114A CA1215437A (en) | 1983-05-25 | 1984-04-30 | Variable frequency oscillating circuit |
| US06/606,605 US4581593A (en) | 1983-05-25 | 1984-05-03 | Variable frequency oscillating circuit |
| NL8401633A NL192166C (nl) | 1983-05-25 | 1984-05-22 | Schakeling voor het opwekken van een wisselstroomsignaal met een instel- bare frequentie. |
| GB08413273A GB2141299B (en) | 1983-05-25 | 1984-05-24 | Variable frequency oscillator |
| FR848408162A FR2546686B1 (fr) | 1983-05-25 | 1984-05-24 | Circuit oscillant a frequence variable se presentant sous forme d'un circuit integre |
| DE3419654A DE3419654C2 (de) | 1983-05-25 | 1984-05-25 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58095354A JPS59221009A (ja) | 1983-05-30 | 1983-05-30 | 可変周波数発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59221009A true JPS59221009A (ja) | 1984-12-12 |
| JPH0531844B2 JPH0531844B2 (ja) | 1993-05-13 |
Family
ID=14135318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58095354A Granted JPS59221009A (ja) | 1983-05-25 | 1983-05-30 | 可変周波数発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59221009A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04117004A (ja) * | 1990-08-31 | 1992-04-17 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 電圧制御発振器 |
-
1983
- 1983-05-30 JP JP58095354A patent/JPS59221009A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04117004A (ja) * | 1990-08-31 | 1992-04-17 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 電圧制御発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0531844B2 (ja) | 1993-05-13 |
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