JPS60113A - Ｖｃｏ - Google Patents
ＶｃｏInfo
- Publication number
- JPS60113A JPS60113A JP10820583A JP10820583A JPS60113A JP S60113 A JPS60113 A JP S60113A JP 10820583 A JP10820583 A JP 10820583A JP 10820583 A JP10820583 A JP 10820583A JP S60113 A JPS60113 A JP S60113A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistors
- transistor
- voltage
- constant current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、エミッタカップル型のＶＣＯに関する。
背景技術とその問題点
′エミッタカップル型のＶＣＯの基本回路は、第１図に
示すよ・）に構成される。
示すよ・）に構成される。
すなわち、第１図において、ｌ・ランジスタＱ１゜Ｑ２
のコレクタが電源端子Ｔ１に接続されると共に、端子Ｔ
Ｉ と接地との間に抵抗器Ｒ１、Ｒ２が直列接続されて
抵抗器Ｒ１に基準電圧Ｖｒが取り出され、この電）上Ｖ
ｒがトランジスタＱｓ 、Ｑ２のベースに供給される。
のコレクタが電源端子Ｔ１に接続されると共に、端子Ｔ
Ｉ と接地との間に抵抗器Ｒ１、Ｒ２が直列接続されて
抵抗器Ｒ１に基準電圧Ｖｒが取り出され、この電）上Ｖ
ｒがトランジスタＱｓ 、Ｑ２のベースに供給される。
また、トランジスタＱ１゜Ｑ２のエミッタ間に、抵抗器
Ｒ３，Ｒ４が直列接続されると共に、その接続中点Ｐと
端子Ｔ１との間にダイオードＤ１が接続される。 ゛さ
らに、Ｉ・ランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタと接地との
間に、トランジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ・エミッタ間
とトランジスタＱ６．ＱＧのコレクタ・エミッタ間とが
それぞれ直列接続され、トランジスタＱ３．Ｑ４のベー
スが相手のコレクタにそれぞれ接続されると共に、トラ
ンジスタＱ３゜Ｑ４のエミッタ間にコンデンサＣ１が接
続される。
Ｒ３，Ｒ４が直列接続されると共に、その接続中点Ｐと
端子Ｔ１との間にダイオードＤ１が接続される。 ゛さ
らに、Ｉ・ランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタと接地との
間に、トランジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ・エミッタ間
とトランジスタＱ６．ＱＧのコレクタ・エミッタ間とが
それぞれ直列接続され、トランジスタＱ３．Ｑ４のベー
スが相手のコレクタにそれぞれ接続されると共に、トラ
ンジスタＱ３゜Ｑ４のエミッタ間にコンデンサＣ１が接
続される。
また、トランジスタＱ５．Ｑεは定電流源として働くと
共に、接地を基準電位点とし、かつ、トランジスタＱ７
を入力端とするカレントミラー回路としても働くもので
、そのベースはトランジスタＱ７のベース及びコレクタ
に接続され、トランジスタＱ７のエミッタは接続され、
トランジスタＱ７のコレクタに可変定電流源Ｑ８が接続
される。
共に、接地を基準電位点とし、かつ、トランジスタＱ７
を入力端とするカレントミラー回路としても働くもので
、そのベースはトランジスタＱ７のベース及びコレクタ
に接続され、トランジスタＱ７のエミッタは接続され、
トランジスタＱ７のコレクタに可変定電流源Ｑ８が接続
される。
このような構成によれば、定電流源Ｑｅの出力電流をＩ
とすると、ごの電流ＩはトランジスタＱ７に供給される
と共に、トランジスタＱ？ 、Ｑｓ 。
とすると、ごの電流ＩはトランジスタＱ７に供給される
と共に、トランジスタＱ？ 、Ｑｓ 。
Ｑ６はカレントミラー回路を構成しているので、トラン
ジスタＱ５．ＱＧのコレクタ電流も電流Ｉとなる。従っ
て、このＶＣＯは、 ■ で示される周波数ｆで発振し、電流Ｉによって発振周波
数ｆをリニアに制御できる。
ジスタＱ５．ＱＧのコレクタ電流も電流Ｉとなる。従っ
て、このＶＣＯは、 ■ で示される周波数ｆで発振し、電流Ｉによって発振周波
数ｆをリニアに制御できる。
ところで、この場合、（＋）式における電圧Ｖｒは、第
１図に示す抵抗器Ｒ１の端子電圧Ｖｒそのものではなく
、例えばトランジスタＱ４がオンしたときにダイオード
Ｄ１及び抵抗器Ｒ４に電流■１が流れることにより抵抗
器Ｒ４に生じた隆−ト電圧である。
１図に示す抵抗器Ｒ１の端子電圧Ｖｒそのものではなく
、例えばトランジスタＱ４がオンしたときにダイオード
Ｄ１及び抵抗器Ｒ４に電流■１が流れることにより抵抗
器Ｒ４に生じた隆−ト電圧である。
そしＣ１この抵抗器Ｒ４の障子電圧が正確に電１ＥＶｒ
となるのは、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ４に流れる電
流１１と、トランジスタＱ２に流れる電流Ｉ２とが等し
く、従って、ダイオードＤ１の順方向型）Ｌとトランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間電圧とが等しいときだけ
である。
となるのは、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ４に流れる電
流１１と、トランジスタＱ２に流れる電流Ｉ２とが等し
く、従って、ダイオードＤ１の順方向型）Ｌとトランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間電圧とが等しいときだけ
である。
ところが、電流Ｉによって発振周波数ｆを変化させると
、電流１１と電流Ｉ２とが異なっ°Ｃしまうので、抵抗
器Ｒ４の隆−ト電圧、すなわち（ｉ）式の電圧Ｖｒが変
化してしまい、この結果、電流１に幻する発振周波数ｒ
の直線性が悪くなる。”特に、電流■が非常に小さいと
き、及び非常に大きいときには、（ｉ＞式の電圧Ｖｒの
変化も大きくなるので、第２図に示すように、電流■が
非常に小さいとき、及び非常に大きいときには、直線性
が著しく悪くなってしまう。
、電流１１と電流Ｉ２とが異なっ°Ｃしまうので、抵抗
器Ｒ４の隆−ト電圧、すなわち（ｉ）式の電圧Ｖｒが変
化してしまい、この結果、電流１に幻する発振周波数ｒ
の直線性が悪くなる。”特に、電流■が非常に小さいと
き、及び非常に大きいときには、（ｉ＞式の電圧Ｖｒの
変化も大きくなるので、第２図に示すように、電流■が
非常に小さいとき、及び非常に大きいときには、直線性
が著しく悪くなってしまう。
発明の目的
この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。
である。
発明の概要
第３図は、第１図の素子Ｄ１．Ｒ４、Ｑ２について抜き
書きしたものであるが、基本的には電流りと電流Ｉ２と
はほぼ等しいので、ダイオードＤ１の順方向電圧と、ト
ランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧とはほぼ等し
く、従って、抵抗器Ｒ４の端子電圧はほぼ電圧Ｖｒとな
る。従っζ、１１＝Ｖｒ／Ｒ４ となるので、 ２−１１ｘ ＝ｌ−Ｖｒ／Ｒ４ となる。
書きしたものであるが、基本的には電流りと電流Ｉ２と
はほぼ等しいので、ダイオードＤ１の順方向電圧と、ト
ランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧とはほぼ等し
く、従って、抵抗器Ｒ４の端子電圧はほぼ電圧Ｖｒとな
る。従っζ、１１＝Ｖｒ／Ｒ４ となるので、 ２−１１ｘ ＝ｌ−Ｖｒ／Ｒ４ となる。
そし°ζ、この電流１１と電流Ｉ２とが電流Ｉにかかわ
らず等しければ、抵抗器Ｒ４の降下電圧は電圧Ｖｒとな
り、（ｉ）式が成立する。
らず等しければ、抵抗器Ｒ４の降下電圧は電圧Ｖｒとな
り、（ｉ）式が成立する。
そこで、この発明においては、
Ｔｃ−１２Ｉｆ
＝Ｉ ２Ｖｒ／Ｒ４・・・ （ｉｉ）
とするとき、第４し１に示すように、電流ＩＣを供給す
る定電流源を点Ｐに接続し、これにより抵抗器Ｒ４に流
れる電流を補正し゛ζ電圧Ｖｒが得られるようにしたｔ
）のである。
る定電流源を点Ｐに接続し、これにより抵抗器Ｒ４に流
れる電流を補正し゛ζ電圧Ｖｒが得られるようにしたｔ
）のである。
実施例
すなわち、第５図に示すように、抵抗器Ｒｉ＋Ｒ２の接
続中！ｊｊがトランジスタＱｕのベースに接続され、そ
のコレクタが端子Ｔ１に接続され、その工文ツタと接地
との間に定電流源Ｑ１２が接続される。さらに、トラン
ジスタＱｌｌのエミッタにトランジスタＱ１３のベース
が接続され、このトランジスタＱ１３のエミッタが抵抗
器Ｒ１１を通じ°ζ端子Ｔ１に接続され、そのコレクタ
が点Ｐに接続される。また、トランジスタＱ１４のベー
スがトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジス
タＱ１４のエミッタが接地され、そのコレクタが点Ｐに
接続される。なお、Ｒ１１−Ｊ−Ｒ４とされる。
続中！ｊｊがトランジスタＱｕのベースに接続され、そ
のコレクタが端子Ｔ１に接続され、その工文ツタと接地
との間に定電流源Ｑ１２が接続される。さらに、トラン
ジスタＱｌｌのエミッタにトランジスタＱ１３のベース
が接続され、このトランジスタＱ１３のエミッタが抵抗
器Ｒ１１を通じ°ζ端子Ｔ１に接続され、そのコレクタ
が点Ｐに接続される。また、トランジスタＱ１４のベー
スがトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジス
タＱ１４のエミッタが接地され、そのコレクタが点Ｐに
接続される。なお、Ｒ１１−Ｊ−Ｒ４とされる。
このような構成によれば、トランジスタＱ１１のベース
・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ１３のベース・エ
ミッタ間電圧とはほぼ等しいので、抵抗器Ｒ１１の端子
電圧は電圧Ｖｒとなり、この抵抗器Ｒｕには、電流Ｖｒ
／Ｒｔｚが流れる。そして、Ｒｕ＝＋Ｒ４であると共に
、トランジスタＱ１３のエミッタ電流とコレクタ電流と
はほぼ等しいので、トランジスタＱ１３のコレクタには
電流２Ｖｒ／Ｒ４が流れる。
・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ１３のベース・エ
ミッタ間電圧とはほぼ等しいので、抵抗器Ｒ１１の端子
電圧は電圧Ｖｒとなり、この抵抗器Ｒｕには、電流Ｖｒ
／Ｒｔｚが流れる。そして、Ｒｕ＝＋Ｒ４であると共に
、トランジスタＱ１３のエミッタ電流とコレクタ電流と
はほぼ等しいので、トランジスタＱ１３のコレクタには
電流２Ｖｒ／Ｒ４が流れる。
また、トランジスタＱｉ４はトランジスタＱ７を入力側
とするカレントミラー回路として働くので、トランジス
タＱ１４のコレクタには電流Ｉが流れる。
とするカレントミラー回路として働くので、トランジス
タＱ１４のコレクタには電流Ｉが流れる。
従−Ｊ’Ｃ，ａＰには、電流２Ｖｒ／Ｒ４と電流ｌとの
差の電流（１２Ｖｒ／Ｒ４）、すなわち、（ｉｉ ）式
で示される補正電流１ｃが流れるので、電流ｌにかかわ
らず１１＝Ｉ２となり、抵抗器Ｒ４には電圧Ｖｒが得ら
れる。従っ゛Ｃ１電ｆｔｌにかかわらず（ｉ）式が成立
するので、電流Ｉ対周波数「の直線性が改善され、広い
範囲にわたって周波数ｆをリニ゛ｒに可変できる。
差の電流（１２Ｖｒ／Ｒ４）、すなわち、（ｉｉ ）式
で示される補正電流１ｃが流れるので、電流ｌにかかわ
らず１１＝Ｉ２となり、抵抗器Ｒ４には電圧Ｖｒが得ら
れる。従っ゛Ｃ１電ｆｔｌにかかわらず（ｉ）式が成立
するので、電流Ｉ対周波数「の直線性が改善され、広い
範囲にわたって周波数ｆをリニ゛ｒに可変できる。
しかも、その場合、′数個の素子を追加するだけでよく
、簡単である。
、簡単である。
なお、第６図にネオように、ダイオードＤｓに代えてト
ランジスタＱ１６を接続すると共に、そのベース抵抗器
１マ１５を Ｒｏ；＝Ｒｘ／Ｒ２ とすれば、トランジスタＱ２のベース電流による電圧降
−］ζも補償することができる。
ランジスタＱ１６を接続すると共に、そのベース抵抗器
１マ１５を Ｒｏ；＝Ｒｘ／Ｒ２ とすれば、トランジスタＱ２のベース電流による電圧降
−］ζも補償することができる。
発明のＷ１果
広い範囲にわたって周波数をリニアに可変できる。
第１図１〜第４図はこの発明を説明するための図、第５
図はこの発明の一例の接続図、第６図はこの発明の他の
例の一部の接続図である。 Ｑｅ 、 Ｑ１２は定電流源である。 第３図
図はこの発明の一例の接続図、第６図はこの発明の他の
例の一部の接続図である。 Ｑｅ 、 Ｑ１２は定電流源である。 第３図
Claims (1)
- 第１及び第２のトランジスタのベースに基準電圧がイハ
給され、上記第１及び第２のトランジスタのエミッタ間
に第１及び第２の抵抗器が直列接続されると共に、この
第１及び第２の抵抗器の接続中点と電椋との間にＰＮ接
合素子が接続され、上記第１及び第２のトランジスタの
エミッタと接地との間に、第３及び第４のトランジスタ
のコレクタ・壬ミッタ間と第１及び第２の定電流源とが
それぞれ直列接続され、上記第３及び第４のトランジス
タのベースがこれら第４及び第３のトランジスタのコレ
クタにそれぞれ接続され、上記第３及び第４のトランジ
スタのエミッタ間にコンデンサが接続され、上記第１及
び第２の定電流源の定電流または上記基準電圧を変化さ
せることにより発振周波数が変化するようにしたｖＣＯ
において、上記第１及び第２の抵抗器の接続中点に別の
定電流源が接続され、この別の定電流源の定電瘉により
上記第１及び第２の抵抗器に流れる電流を補正しζこれ
ら第１及び第２の抵抗器における降下電圧を基準値にす
るようにしたＶＣＯ０
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10820583A JPS60113A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | Ｖｃｏ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10820583A JPS60113A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | Ｖｃｏ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60113A true JPS60113A (ja) | 1985-01-05 |
Family
ID=14478681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10820583A Pending JPS60113A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | Ｖｃｏ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60113A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61270909A (ja) * | 1985-05-27 | 1986-12-01 | Hitachi Ltd | 電圧制御発振器 |
| JPS6251823U (ja) * | 1985-09-19 | 1987-03-31 | ||
| JPH0512289U (ja) * | 1991-08-05 | 1993-02-19 | 株式会社ホンダアクセス | 長尺物キヤリア |
-
1983
- 1983-06-16 JP JP10820583A patent/JPS60113A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61270909A (ja) * | 1985-05-27 | 1986-12-01 | Hitachi Ltd | 電圧制御発振器 |
| JPS6251823U (ja) * | 1985-09-19 | 1987-03-31 | ||
| JPH0512289U (ja) * | 1991-08-05 | 1993-02-19 | 株式会社ホンダアクセス | 長尺物キヤリア |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0473806B2 (ja) | ||
| JPS60113A (ja) | Ｖｃｏ | |
| US3639858A (en) | Transistor impedance converter and oscillator circuits | |
| JPS6347281B2 (ja) | ||
| JPS58144920A (ja) | 定電流回路 | |
| JPH0253961B2 (ja) | ||
| JPS59221009A (ja) | 可変周波数発振回路 | |
| JPH11205095A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| JP2809647B2 (ja) | 差動増幅器 | |
| JP3507697B2 (ja) | Ｐｌｌ型発振回路 | |
| JP2554682B2 (ja) | 定電流発生回路 | |
| JPH0685536A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JP2850325B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JP2602484Y2 (ja) | Ｆｍステレオ復調用ｐｌｌ回路 | |
| JP3146088B2 (ja) | 可変リアクタンス回路 | |
| US3568092A (en) | Oscillator driver | |
| JPS5829616Y2 (ja) | バイアス回路 | |
| JPS5831126B2 (ja) | 電流制御発振器 | |
| JPH0583047A (ja) | 電圧−電流変換回路 | |
| JPH01238205A (ja) | Ｆｍ変調回路 | |
| JPH0964692A (ja) | 可変リアクタンス回路 | |
| JPS6148283B2 (ja) | ||
| JPH065807B2 (ja) | 電流差動回路 | |
| JPH0683012B2 (ja) | 積分回路 | |
| JPH0946188A (ja) | 発振回路 |