JPS5925440B2 - ４チヤンネル蓄音機レコ−ド用デコ−ダ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 Ｊ 本発明は４チャンネル蓄音機レコード用のデコーダ
に関する。

真正な４チャンネル蓄音機ディスクレコードにおいては
、標準ステレオ音みぞに４つの信号が含まれている。音
みぞの一方のサイドを見′ると、Ａ＋Ｂ情報に対しては
５０Ｈ２乃至Ｊ１５ＫＨ２の標準変調が使用され、Ａ−
Ｂ信号は３０ＫＨ２オーダのキャリア周波数に周波数変
調されて該音みぞの前記一方のサイドに担持されている
。音みぞの他方のサイドはＣ＋Ｄのチャンネルを包含し
、Ｃ−Ｄが前記と同様にして担持されフ ている。従来
のデコーダにおいては、レコードからＡ一Ｂ信号を引き
出すために多くの同調回路および同調率検知器すなわち
ディスクリミネータを使用する必要があつた。

従つて、この従来技術は調整が５ 非常に複雑でかつ前
後の分離に限界があつた。本発明においては、フェーズ
ロックループ（以下ＰＬＬと略す）回路が使用され、そ
れによつて。デコーデング用の同調回路の必要性が完全
に排除される。本発明の技術はＡ−Ｂ信号を引き出すた
０ めの簡単かつ低廉な方法を提供する。また、回路の
調整が不要でしかも標準部品を使用することができる。
更に、本発明の回路によると、前後の情報の分離が十分
に行なわれ、しかも復調出力の直線性が非常に大きく、
従つて、出力信号の歪が小５ さい利点がある。ＰＬＬ
回路は４チャンネルレコードに対して有効なデコーデン
グ装置であるが、蓄音機レコードに対して使用する場合
には通常のＦＭラジオを受信する時には遭遇しないよう
ないくつかの問題点に遭遇するので、最も有効な効果が
でるようにＰＬＬ回路を修正することが望まれる。

通常のＦＭラジオシステムにおいては送信周波数に比較
してその偏位（ＤｅｖｉａｔｉＯｎ）は小さく、例えば
、偏位が７５ＫＨｚとすれば、通常の１０．７ＭＨｚの
ＦＭＩ樽着幅器に対して偏位は約１０％に過ぎない。

しかしながら、蓄音機レコードにおいては、キヤリア周
波数は通常３０ＫＨｚで、このキヤリアに対して約１５
ＫＨｚの偏位が与えられる。従つて、代表的な蓄音機レ
コードシステムにおける偏位は約５０％であり、このこ
とはまたいくつかの問題を提供する。比較的狭い周波数
バンドに対して設計された通常のＰＬＬ回路は偏位が高
い時には十分に働かない。

電圧制御発振器は時々ロツクがはずれ、次いでロツク状
態に戻ろうとして修正のための広い行程をとる。この問
題は回路の追跡バンド幅を減少することによつて解決す
ることができしかもなお標準のＰＬＬ回路を使用するこ
とができるが、その後に復調された出力は周波数応答が
低下し、出力レベルがかなり低下する欠点かある。斯様
な状態はキヤリアが一時的に失なわれるような損傷ある
いは埃のあるレコードにおいても生ずる。本発明の改良
によると、これら標準ＰＬＬ追跡方法に特有な問題はル
ープを２つの帰還部、すなわち直流帰還回路に限定され
る一方の帰還部と交流バンドパス帰還回路である他方の
帰還部とに分割することによつて解決される。この本発
明の方法においては、交流および直流ループのロツクお
よび追跡範囲は夫々独立して制御される。直流ループの
利得はＰＬＬのロツク範囲を制御し、この利得が大きけ
れば大きいほどロツク範囲は広くなる。この直流ループ
は実際には約４０Ｈｚのカツ こトオフ周波数を有する
ローパスフイルタで、ＰＬＬのロツク範囲にのみ影響す
るようになつている。交流ループのバンドパスは追跡範
囲および回復された復調オーデイオバンド幅を制御する
。この交流ループは約５０Ｈｚ乃至１５ＫＨｚの応 ４
答を有するバンドパスフイルタで、従つて、追跡範囲お
よび回復オーデイオバンド幅のみを制御する。本発明の
回路の利点は、直流ループに記憶機能フ） を付与して、キヤリアが一時的に失なわれた時（これは
損傷あるいは汚れた蓄音機レコードにおいては時々生じ
る）に電圧制御発振器が広い行程をとるのを防止してい
る。

さて、第１図を参照すると、音みぞの一方のサイドから
の合成信号はピツクアツプから線１を通して本装置に入
つてくる。

勿論、ピツクアツプは２つの分離された合成信号を発生
するが、これら両信号は全く同一の手段によつて処理さ
れるので本明細書においてはその一方についてのみ説明
する。例えば、線１からの信号は左チヤンネル用の信号
であつて、この信号は５０Ｈｚ乃至１５ＫＨｚの周波数
範囲におけるＡ＋Ｂ情報および周波数変調されたＡ−Ｂ
信号を有する３０ＫＨｚのキヤリア信号を包含している
。入力信号の一部は入力増幅器３に入り、該増幅器から
の信号は（実質的にはＡ＋Ｂ信号のみであるが）遅延線
４に送られて時間誤差が補正され、次いで、分離調節回
路網５およびデエンフアシス回路網７を通してマトリツ
クス９の第１入力に供給される。

なお、このマトリツクス９の作動については後述する。
線１からの信号の他の部分はハイパス増幅器１１に供給
され、ここで低周波成分が取り除かれ、３０ＫＨｚのキ
ヤリア信号が増幅される。

また、ここにはリミツタが配設されていて信号から不必
要な残留ＡＭを取り除く。信号はこのハイパス増幅器１
１から位相検出器１３に供給され、その出力はローパス
フイルタ１５を通して前記位相検出器に対する帰還ルー
プを有する電圧制御発振器（ＣＯ）１７に供給される。

このＣＯｌ７の自走周波数はキヤリア周波数と略等しい
。ローパスワイルメ１５からの出力は直流誤差電圧で、
この電圧はＶＣＯｌ７を入力信号に追跡させるために使
用される。誤差電圧はキャリアが偏位した時に生じる所
望のＦＭキヤリアからのオーデイオ出力で、ＰＬＬはこ
の誤差信号を追跡しローパスフイルタの出力側にオーデ
イオ出力を発生する。このオーデイオ出力はＡ−Ｂ信号
で、線２１を通して取り出される。ハイパス増幅器１１
からの信号の一部は直角位相検出器２３を通して指示器
２５に供給され、４チヤンネルレコードが演奏されてい
ることを指示する。

直角位相検出器２３はその入力信号を用いてＣＯｌ７の
ロツクを検知し、指示器２５およびミユーテイングゲー
ト２７を作動する直流出力を発生する。この信号は、次
いで、キヤリアデエンフアシス回路網２９を通してマト
リツクス９の第２入力端に供給される。もし、蓄音機レ
コードを記録する時にアクテイブオーデイオコンプレシ
ヨンが使用されている時はミユーテイング回路２７とマ
トリツクス９の間にアクテイブオーデイオエキスパンジ
ヨンが用いられる。マトリツクス９においては、入力増
幅器からの直流Ａ＋Ｂ信号と誤差検出器からのＡ−Ｂ信
号とが合わされて２チヤンネル、すなわち、増幅器３１
で増幅されてスピーカ３３に供給されるＡチヤンネル信
号と増幅器３７で増幅されてスピーカ３５に供給される
Ｂチヤンネル信号とを発生する。

すなわち、線１の合成信号は該信号入力１がチヤンネル
ＡおよびＢを生じるように２つの基本成分に分割される
。なお、本装置は前述のごとき回路を２組具備していて
音みぞの他のサイドの信号に対するＣおよびＤ信号も同
様にして発生し得るようになつていることは明らかであ
る。分離調節回路５は単なる減衰器でよく、この回路を
調節してＡ＋ＢとＡ−Ｂの比を適正に選んで最高の分離
を得る。

ミユーテイング回路２７はキャリアが存在しない時にＡ
−Ｂ出力を抑制し、Ａ＋Ｂ信号のみがマトリツクスに供
給されるようにして両出力３３および３５がＡ＋Ｂ情報
を含むようにしている。第２図にプロツク線図で示され
ている回路においては、電圧制御発振器５０は２つの帰
還通路、すなわち交流帰還線５２と直流帰還線５４を持
つている。

これらの帰還線は説明の便宜上分離されて、すなわち並
列通路で示されているが、実際の回路においては並列で
も直列でもよく、第３図に詳細に示された実施例におい
ては２つの通路は実際には直列である。キヤリアは線５
６を通して通常の方法で位相比較器５８に供給され、該
位相比較器において、線６０を通して供給されるＣＯ５
Ｏからの出力が線５６を通して供給されてくるキヤリア
の位相と比較され差があれば、誤差電圧が線６２に発生
される。リード線６２は交流ループを構成するバンドパ
スフイルタ６４に接続され、フイルタからの出力は交流
帰還線５２を通して前述のごとくしてＶＣＯ５Ｏへ供給
される。また、この交流誤差電圧は線６６から取り出さ
れる所望のオーデイオ出力をも構成している。また、線
６２からの出力はローパスフイルタ６８を通過し、該フ
イルタ６８からの出力は直流帰還電圧を構成し、線５４
を通してＶＣＯ５Ｏに供給される。すなわち、安定化さ
れた直流電圧はＰＬＬのロツク範囲を制御し、かつ、標
準のＰＬＬ回路を使用して並はずれた高パーセンテージ
の偏位信号を復調する時に得られるような広行程を防止
する。同時に、交流ループは正常時には追跡範囲を制御
しかつ所望の復調オーデイオを発生する正確な誤差電圧
として働くように機能する。第３図には本発明を実際に
実行するための回路が示されている。

この回路は４つの主要成分、すな゛わち、電圧制御発振
器７０．比較器すなわち位相検出回路７２、交流帰還回
路７４および直流帰還回路７６を包含している。電圧制
御発振器すなわちＣＯ７Ｏは主として２つのシユミツト
トリガ７８および８０から成り、これらは自走マルチバ
イブレータとして作用しその自走周波数は抵抗器７９と
コンデンサ９０によつて決定される。

この自走周波数は通常の蓄音機レコードのデコーダにお
いては約３０ＫＨｚである。後で詳述されるように、位
相検出器７２からの誤差電圧が線８２からトランジスタ
８４および８５を通してトリガ７８および８０に供給さ
れ、この電圧がコンデンサ９０の充電時間、従つて、Ｖ
ＣＯの実際の周波数を決定する。電圧制御発振器の周波
数は通常のＰＬＬにおける場合と同様に位相比較の目的
をもつて位相検出器に供給される。図示の実施例におい
ては、大地に対する不平衡電圧として線９４を通して取
り出されるが、これは後で明らかになるけれども、線９
４および９５を使用して平衡すなわち差電圧として取り
出すこともできる。本実施例における位相検出器は平衡
回路および実際の位相比較回路を形成するトランジスタ
対１０２および１０４を使用している。

図示のごとく、ＣＯの周波数は線９４を通してトランジ
スタ対のベースに供給され、入来周波数は線９６および
９８からこれらのトランジスタ対のエミツタに供給され
る。ループがロツクされている時は、これら比較トラン
ジスタのエミツタとベースに入つてくる電圧の間に９０
０の位相差があり、その結果、これらのトランジスタの
コレクタには出力が発生せず、ループがロツクされてい
ない時は出力電圧が発生される。トランジスタ対１０２
および１０４のコレクタはトランジスタ１０１および１
０３を包含し、かつアクテイブフイルタを形成する差動
増幅回路に接続され、これらの増幅器のベースはフイル
タ回路７４および７６を通して相互に接続されている。
これらの増幅トランジスタからの出力はそれぞれのコレ
クタから線１０６および１０８を通して取り出され、ト
ランジスタ１１８および１２０においてシングルエンデ
ツト電圧にされ、次いで、線８２を通して前述のごとく
誤差信号を提供する。この誤差信号はＶＣＯ７Ｏに帰還
されると共にオーデイオ出力として線９２から取り出さ
れる。トランジスタ対１０１および１０３によつて構成
される増幅器すなわちアクテイブフイルタの応答特性は
それらのトランジスタの間の応答整形回路すなわち線１
０５および１０７からフイルタ７４および７６に通じる
整形通路によつて制御される。

これらのフイルタは物理的には相互に直列に接続されて
いるが、実際には相互に独立して作用し実質的には並列
である。フイルタ７６は比較的大きなコンデンサ１０９
、好ましくは４ｍｆｄのコンデンサから成つている。こ
のフイルタは増幅器を第１の遮断点が約４Ｈｚで第２の
遮断点が４０Ｈｚｆ）Ｏ乃至４０Ｈｚ用の直流フイルタ
として作用する。後で明らかとなるように、フイルタ７
４は斯様な低周波数には影響せず、従つて、コンデンサ
１０９はＰＬＬのロツク範囲を効果的に制御し、従つて
、高パーセンテージの偏位を持つ回路換言すれば高ロツ
ク範囲を要求するような回路にＰＬＬ回路を使用可能に
する。コンデンサ１０９は帰還ループ沖における記憶要
素として作用し、たとえキヤリアが一時的に失なわれた
としても、ＣＯは広い行程にわたつて適正な周波数を求
めるようなことはせず、その代りに、それまでに印加さ
れていた最後の周波数を記憶していてキヤリア信号が復
帰されるまで前記最後の周波数でＣＯを発振し続ける適
正な誤差電圧を供給し続ける。

このコンデンサ１０９は記憶回路として次のように作用
する。ＰＬＬがロツクしている時は、コンデンサ１０９
の電圧は均等化され、従つて、コンデンサ１０９は線１
０５および１０７に対して高インピーダンスとなる。

しかしながら、もしＰＬＬがその入力信号を失つて自走
周波数に戻ろうとすれば、コンデンサの電圧は急激に変
化する。この急激な変化が生じると、コンデンサ１０９
は低インピーダンスとなつて該コンデンサの電圧が急激
に変化するのを妨げ、入力信号が復帰されてルーブが再
度ロツクを要求する時間まで線８２に人為的な補正電圧
を発生する。大きなコンデンサは比較的低い周波数に対
してのみ平滑作用があるからロツク範囲を制御したり記
憶要素として作用したりするが、入力信号を追跡する発
振器の比較的高い周波数の行程には何らの影響も及ぼさ
ない。

従つて、交流ループは独立して追跡範囲を制御するよう
に作用して正確な誤差電圧を提供し、所望のオーデイオ
出力を発生する。整形ループの交流部分７４は比較的低
い値の抵抗器１１３とそれと並列のコンデンサ１１１と
から成つている。

好ましくは抵抗器１１３の値は１０００オームで、コン
デンサ１１１の値は０．０１ｍｆｄである。斯様な回路
において、フイルタ７４は約１５ＫＨｚの遮断点を有し
、全ての正常なオーデイオ周波数を通過し、ＶＣＯの作
動を妨害する高い周波数成分を遮断する。前述のごとく
、前記２つのフイルタは物理的には直列であるが、相互
に独立して作動する。

すなわち、低周波数においては、抵抗器１１３の抵抗が
非常に小さいので該抵抗器は低周波数の通過に対する制
限要素とはならず、高容量のコンデンサ１０９が低周波
数におけるフイルタの特性を決定する。他方、高周波数
においては、コンデンサ１０９の抵抗は非常に小さいの
で該コンデンサは高周波数の通過に対しては影響せず、
フイルタ７４のみが作動する。第２図の結線図において
は、２つのフイルタが並列に示され、それらが帰還通路
、すなわち位相比較器とＣＯ間の電圧制御を形成してい
る。

これらのフイルタは第３図の位相比較回路の増幅器の作
動を制御する要素で、従つて、誤差電圧の量を制御する
ものであるから、これらのフイルタは誤差電圧の通路中
に効果的に挿入され、これらのフイルタの特性によつて
直流および交流帰還が独立して制御される。多くの場合
、マルチチヤンネルレコードが演奏されているかどうか
を指示する指示器を設けること、および入力信号がＦＭ
キヤリア入力を持つていない時に回路をミユートするこ
とが望まれる。

このミユーテイング回路および指示回路を作動するため
の出力は線１１５および１１６から取り出される。本明
細書においては実用的なレコードデコーダ回路が示され
ているが、当技術に通暁した技術者にとつては本発明の
精神から逸脱することなく種種の変形例が可能なことは
明らかであろう。

例えば、本発明書においては、位相比較器にはＣＯから
の不平衡出力が線９４を通して供給されるが、入来周波
数は平衡入力として供給されるようになつている。しか
しながら、これらの回路は平衡していても、また、不平
衡であつてもよく、例えばＶＣＯから線９４および９５
を通して平衡出力を取り出して位相比較器に供給し、逆
に、線９６および９８のいずれか一方をバイアスし、比
較される電圧を他方の線を通して供給して位相比較器に
不平衡入力を供給するようにすることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は蓄音機レコード復調に使用する基本的なＰＬＬ
を示すプロツク線図、第２図は２重帰還ループを使用し
た回路のプロツク線図、第３図は本発明の実用回路を示
す結線図である。 ３・・・・・・入力増幅器、４・・・・・・遅延線、５
・・・・・・分離調節回路、７・・・・・・デエンフア
シス回路、９・・・・・・マトリツクス、１１・・・・
・−ハイパス増幅器、１３・・・・・・位相検出器、１
５・・・・・・ローパスフイルタ、１７・・・・・・電
圧制御発振器（ＶＣＯ）、２３・・・・・・直角位相検
出器、２５・・・・・・指示器、２７・・・・・・ミユ
ーテイング回路、２９・・・・・・キャリアデエンフア
シス回路、３１・・・・・・増幅器、３３，３５・・・
・・・スピーカ、３７・・・・・・増幅器、５０・・・
・・・電圧制御発振器、５８・・・・・・位相比較器、
６４・・・・・・交流ループを構成するバンドパスフイ
ルタ、６８・・・・・・直流ループを構成するローパス
フィルタ、７０・・・・・・電圧制御発振器、７２・・
・・・・位相比較器、７４・・・・・・交流ループ、７
６・・・・・・直流ループ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 蓄音機レコードの音みぞの各サイドから２成分、す
   なわち、Ａ＋Ｂ情報を含みかつ５０Ｈｚ乃至１５ＫＨｚ
   の周波数範囲を有する第１すなわちオーディオ周波数成
   分と、約３０ＫＨｚの周波数を有しかつＡ−Ｂオーディ
   オ信号で周波数変調されているキャリアから成るすなわ
   ち変調周波数成分とからなる合成信号が取り出される形
   式の４チャンネル蓄音機レコード用デコーダにおいて、
   前記合成信号から前記第２成分を分離して該第２成分を
   位相比較器と電圧制御発振器とを含むフェーズロックル
   ープに供給する手段と、前記位相比較器と前記電圧制御
   発振器との間に接続された、２つの帰還通路、すなわち
   略０乃至４０Ｈｚの周波数範囲を有するローパスフィル
   タを包含する第１帰還通路と約５０Ｈｚ乃至１５ＫＨｚ
   のバンドを有するバンドパスフィルタを包含する第２帰
   還通路とからなる主帰還通路と、少なくとも前記第２帰
   還通路からＡ−Ｂオーディオ信号を表わす前記変調周波
   数成分のオーディオ成分を表わす誤差電圧を取り出し前
   記オーディオ成分を前記Ａ＋Ｂ信号と共にマトリックス
   手段に供給する手段と、前記マトリックス手段から分離
   Ａ信号および分離Ｂ信号とを得る手段とから成ることを
   特徴とする４チャンネル蓄音機レコード用デコーダ。