JPS5925502B2 - Ｍｓｋ信号の同期復調方式 - Google Patents
Ｍｓｋ信号の同期復調方式Info
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- JPS5925502B2 JPS5925502B2 JP14537178A JP14537178A JPS5925502B2 JP S5925502 B2 JPS5925502 B2 JP S5925502B2 JP 14537178 A JP14537178 A JP 14537178A JP 14537178 A JP14537178 A JP 14537178A JP S5925502 B2 JPS5925502 B2 JP S5925502B2
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- signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＭＳＫ（ＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉｍ
ｇ）即ち変調指数０．５の位相連続ＦＳＫ、あるいはそ
れに類するテイジタルＦＭ方式により発生された変調信
号の同期復調方式に関する。
ｇ）即ち変調指数０．５の位相連続ＦＳＫ、あるいはそ
れに類するテイジタルＦＭ方式により発生された変調信
号の同期復調方式に関する。
位相連続ＦＳＫ信号は、ＡＭ信号、ＰＳＫ信号と異なり
変調波の包絡線が一定であり、出力増幅器の飽和などに
よる抑圧に対し主スペクトルが影響を受けな（・ため、
これら非線形系を含む伝送路にお（・て有利な変調方式
である。
変調波の包絡線が一定であり、出力増幅器の飽和などに
よる抑圧に対し主スペクトルが影響を受けな（・ため、
これら非線形系を含む伝送路にお（・て有利な変調方式
である。
殊に変調指数０．５の位相連続ＦＳＫ信号はＭＳＫ信号
と呼ばれ、占有帯域幅が狭く効率の良Ｌ・変調方式とし
て注目されて（・る。一般に受信した位相連続ＦＳＫ信
号を同期復調する際には、受信された変調波中から同期
搬送波を抽出する必要ｂ−あるが、これらの変調波は一
種のＦＭ信号であり、ＰＳＫ信号の様に逓倍操作のみで
は中心波数に関係のある輝線スペクトルは得られな（・
。
と呼ばれ、占有帯域幅が狭く効率の良Ｌ・変調方式とし
て注目されて（・る。一般に受信した位相連続ＦＳＫ信
号を同期復調する際には、受信された変調波中から同期
搬送波を抽出する必要ｂ−あるが、これらの変調波は一
種のＦＭ信号であり、ＰＳＫ信号の様に逓倍操作のみで
は中心波数に関係のある輝線スペクトルは得られな（・
。
しかし、ＭＳＫ信号の場合、その２逓倍波は変調指数１
．０の位相連続ＦＳＫ、（・わゆるＳｕｎｄｅのＦＳＫ
信号となりよく知られる様に中心周波数から正負にｆｂ
／／！（ｆｂ−クロック周波数）離調した周波数に輝線
スペクトルを生じる。そこでこの２つの輝線スペクトル
をそれぞれ位相同期回路ある℃゛はタンク回路で抽出し
、一逓降したうえクロツクと拘束した参照信号として同
期検波する方法が従来行われて（・た（ＲＵＤｄｅＢＵ
ＤＡ：！１Ｃ０ｈｅｒｅｎｔＤｅｍ０ｄｕ１ａｔｉ０ｎ
０ｆＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇＷｉｔ
ｈＬ０ｗＤｅｖｉａｔｉ０ｎＲａｔｉＯ！Ｉ；ＩＥＥＥ
ｔｒａｎｓ．ＯｎＣＯｍ．Ｊｕｎｅｌ９７２）。この方
法では構成が複雑であり調整個所も多く、送信部で同一
符号の連送を行った場合同期動作不能であるうえ２つの
抽出波を÷逓降する際生じる４つの位相不確定性のため
配慮を要した。またこれとは別に、復調した符号で参照
信号を局部変調し、受信信号との間で位相比較を行う、
いわゆる再変調比較形搬送波同期回路を構成することに
より、同期検波する方法も提案されて℃・る（森広、古
屋；位相連続ＦＳＫ搬送波同期回路；信学技報ＣＳ−J
カヨ黷S）。しかしながら、この方式は、復調回路中に
変調系と同一の回路を必要とするため、構成が複雑とな
ることが避けられなかつた。従つて本発明は従来の技術
の上記欠点を改善するもので、その目的は、簡単な構成
により搬送波同期回路を実現して所要部品数の節約を可
能とするとともに、各構成要素をデイジタル論理素子に
よることを可能とし、超小形化に適する復調回路を提供
することにある。
．０の位相連続ＦＳＫ、（・わゆるＳｕｎｄｅのＦＳＫ
信号となりよく知られる様に中心周波数から正負にｆｂ
／／！（ｆｂ−クロック周波数）離調した周波数に輝線
スペクトルを生じる。そこでこの２つの輝線スペクトル
をそれぞれ位相同期回路ある℃゛はタンク回路で抽出し
、一逓降したうえクロツクと拘束した参照信号として同
期検波する方法が従来行われて（・た（ＲＵＤｄｅＢＵ
ＤＡ：！１Ｃ０ｈｅｒｅｎｔＤｅｍ０ｄｕ１ａｔｉ０ｎ
０ｆＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇＷｉｔ
ｈＬ０ｗＤｅｖｉａｔｉ０ｎＲａｔｉＯ！Ｉ；ＩＥＥＥ
ｔｒａｎｓ．ＯｎＣＯｍ．Ｊｕｎｅｌ９７２）。この方
法では構成が複雑であり調整個所も多く、送信部で同一
符号の連送を行った場合同期動作不能であるうえ２つの
抽出波を÷逓降する際生じる４つの位相不確定性のため
配慮を要した。またこれとは別に、復調した符号で参照
信号を局部変調し、受信信号との間で位相比較を行う、
いわゆる再変調比較形搬送波同期回路を構成することに
より、同期検波する方法も提案されて℃・る（森広、古
屋；位相連続ＦＳＫ搬送波同期回路；信学技報ＣＳ−J
カヨ黷S）。しかしながら、この方式は、復調回路中に
変調系と同一の回路を必要とするため、構成が複雑とな
ることが避けられなかつた。従つて本発明は従来の技術
の上記欠点を改善するもので、その目的は、簡単な構成
により搬送波同期回路を実現して所要部品数の節約を可
能とするとともに、各構成要素をデイジタル論理素子に
よることを可能とし、超小形化に適する復調回路を提供
することにある。
本発明の特徴は、入力信号の２逓倍操作を、人力信号と
参照信号との正弦及び余弦位相比較及び、おのおのの位
相比較出力を互いに位相比較、つまり乗積することによ
り基底帯域で等価的に行℃゛、この際に基底帯域に生じ
るＦｂ／／！周波数成分を位相検波することによつて搬
送波の位相同期を確立することにある。
参照信号との正弦及び余弦位相比較及び、おのおのの位
相比較出力を互いに位相比較、つまり乗積することによ
り基底帯域で等価的に行℃゛、この際に基底帯域に生じ
るＦｂ／／！周波数成分を位相検波することによつて搬
送波の位相同期を確立することにある。
以下図面につＬ・て詳細に説明する。第１図は本発明の
実施例による同期復調回路のフロツク図である。
実施例による同期復調回路のフロツク図である。
１は入力信号、２は正弦同期検波信号、３は余弦同期検
波信号、４は基底帯域の逓倍信号、５は同期タイミング
クロック信号、６は同期タイミングクロツクの２分周信
号、７は位相制御信号、８は参照搬送波、９は復調出力
信号を示している。
波信号、４は基底帯域の逓倍信号、５は同期タイミング
クロック信号、６は同期タイミングクロツクの２分周信
号、７は位相制御信号、８は参照搬送波、９は復調出力
信号を示している。
構成要素１１及び１２は位相比π較器、１３は一移相器
、１４及び１５は低域ｒ波器、１６及び１７は乗積回路
による位相比較器、１８はループフイルタ、１９は電圧
制御発振器、２０は２分周回路、２１は識別及び多重化
回路である。
、１４及び１５は低域ｒ波器、１６及び１７は乗積回路
による位相比較器、１８はループフイルタ、１９は電圧
制御発振器、２０は２分周回路、２１は識別及び多重化
回路である。
入力信号１は２分され、位相比較器１１及び１２に接続
される。
される。
一方電圧制御発振器１９より発生せられた参照搬送波８
は２分され、一方は位相比較器１２に接続され入力信号
と余弦位相比較π
πを、残る片方は一移相器１３を通過し、
−の位相回転を与えられた後位相比較器１１に接続され
入力信号と正弦位相比較を行う。２つの位相比較器１１
，１２による位相比較出力はそれぞれ低域沢波器１４，
１５を通過して入力信号の正弦及び余弦同期検波信号２
，３となる。
は２分され、一方は位相比較器１２に接続され入力信号
と余弦位相比較π
πを、残る片方は一移相器１３を通過し、
−の位相回転を与えられた後位相比較器１１に接続され
入力信号と正弦位相比較を行う。２つの位相比較器１１
，１２による位相比較出力はそれぞれ低域沢波器１４，
１５を通過して入力信号の正弦及び余弦同期検波信号２
，３となる。
信号２及び３は位相比較器１６におＬ・て互Ｌ・に位相
比較され、基底帯域の２逓倍信号４を得る。信号４はタ
イミングクロツクの２分周信号６と位相比較器１７にお
（゛て乗積をとることにより位相比較され、その出力は
ループフイルタを通過した後制御信号７として電圧制御
発振器１９を制御して位相同期ループを形成する。ＭＳ
Ｋ信号はその変調位相のうえでは本質的に和分論理変換
作用を有して℃・るため、時間的に交互に検波された正
弦及び余弦位相検波出力２，３に対し、識別多重化回路
２１にお℃・て、２つの検波系列の検波符焙の相互間の
差分論理変換を行つた後、１つの符号系列に多重化する
ことによつて復調出力９が得られる。
比較され、基底帯域の２逓倍信号４を得る。信号４はタ
イミングクロツクの２分周信号６と位相比較器１７にお
（゛て乗積をとることにより位相比較され、その出力は
ループフイルタを通過した後制御信号７として電圧制御
発振器１９を制御して位相同期ループを形成する。ＭＳ
Ｋ信号はその変調位相のうえでは本質的に和分論理変換
作用を有して℃・るため、時間的に交互に検波された正
弦及び余弦位相検波出力２，３に対し、識別多重化回路
２１にお℃・て、２つの検波系列の検波符焙の相互間の
差分論理変換を行つた後、１つの符号系列に多重化する
ことによつて復調出力９が得られる。
つぎに本発明の主要点である搬送波同期ループの動作を
第２図に示す各部の波形により説明する。
第２図に示す各部の波形により説明する。
入力信号１と参照搬送波８との位相差θとすると、位相
比較器１６の出力は第２図ａに示す様に正弦位相比較特
性ｖ＝Ａｓｉｎ２θ （Ａは任意の値）を有する。
比較器１６の出力は第２図ａに示す様に正弦位相比較特
性ｖ＝Ａｓｉｎ２θ （Ａは任意の値）を有する。
これはＰＳＫ信号の搬送波同期に用（・るＣＯＳＴＡＳ
形式として周知のもので、等価的に基底帯域で入力信号
を２逓倍したことを示して℃・る。ここで受信したＭＳ
Ｋ信号が送信情報のマーク又はスペースに対応して、１
タイムスロツトでπ π直線的に＋一又
は−一の位相推移を行うものとし、状態が遷移するある
瞬間をｔ＝ｏとしてこのときの入力信号の位相と参照搬
送波の位相との位相差φＤとすると位相比較器１６の出
力信号ｖ（ｔ）は次２π 位相差の様になる。
形式として周知のもので、等価的に基底帯域で入力信号
を２逓倍したことを示して℃・る。ここで受信したＭＳ
Ｋ信号が送信情報のマーク又はスペースに対応して、１
タイムスロツトでπ π直線的に＋一又
は−一の位相推移を行うものとし、状態が遷移するある
瞬間をｔ＝ｏとしてこのときの入力信号の位相と参照搬
送波の位相との位相差φＤとすると位相比較器１６の出
力信号ｖ（ｔ）は次２π 位相差の様になる。
ＣＯｓ（２πｆ（）ｔ＋ − ｔ）φＤｂ−０）−[メ
−モ３つの例につき第２図ｂ）ＱＡｃ，ｄにそれぞれｖ
（ｔ）の波形を示す。
−モ３つの例につき第２図ｂ）ＱＡｃ，ｄにそれぞれｖ
（ｔ）の波形を示す。
ここでクロツク信号の２分周信号６を第２図ｅに示す様
にととると、位相比較器１１の出力Ｖ。（ｔ）は、とな
る。ここで、第１項中の２πＦｂｔは１タイムスロツト
０−Ｔの間で位相が１周期すなわち３６００回転するた
め、符号の正負にかかわらず第１項の直流成分（信号の
長時間平均値）は零となる。
にととると、位相比較器１１の出力Ｖ。（ｔ）は、とな
る。ここで、第１項中の２πＦｂｔは１タイムスロツト
０−Ｔの間で位相が１周期すなわち３６００回転するた
め、符号の正負にかかわらず第１項の直流成分（信号の
長時間平均値）は零となる。
従つて、ループフイルタ１８を通過したＶ。（ｔ）は第
１項がループフイルタの平均化機能によつて零となり、
その直流成分Ｅは送信符号の如何によらず第２図ｆに示
すように、となる。
１項がループフイルタの平均化機能によつて零となり、
その直流成分Ｅは送信符号の如何によらず第２図ｆに示
すように、となる。
ループフイルタ通過後の匍卿信号７はこの直流分を含ん
でおり、これを用（・て参照搬送波の位相を制御して同
期ループを形成して（・る。第１図の電圧制御発振器１
９が正の制御電圧で周波数が上昇、負の電圧で降下する
特性であれば、第２図ｆにお（・て負の傾斜で零交叉す
る点すなわちφＤ二０，、πが同期位相０安定点である
。このように、参照搬送波が同期する位相はｏ及びπの
２つの不確定性を有するため同期検波出力２，３はその
極性が反転する可能性がある（２と３が入れ替ることは
ない）。しかし、第１図の構成例では識別多重化回路２
１で差分論理変換を行つて（・るが、この過程で自動的
に同期位相の不確定性の影響は取り除かれる。先にも述
べた様に、本発明によれば、各要素をデイジタル論理素
子により構成することが容易である。
でおり、これを用（・て参照搬送波の位相を制御して同
期ループを形成して（・る。第１図の電圧制御発振器１
９が正の制御電圧で周波数が上昇、負の電圧で降下する
特性であれば、第２図ｆにお（・て負の傾斜で零交叉す
る点すなわちφＤ二０，、πが同期位相０安定点である
。このように、参照搬送波が同期する位相はｏ及びπの
２つの不確定性を有するため同期検波出力２，３はその
極性が反転する可能性がある（２と３が入れ替ることは
ない）。しかし、第１図の構成例では識別多重化回路２
１で差分論理変換を行つて（・るが、この過程で自動的
に同期位相の不確定性の影響は取り除かれる。先にも述
べた様に、本発明によれば、各要素をデイジタル論理素
子により構成することが容易である。
この場合の構成例を第３図に示す。３１，３２，３８，
３９は入力符号状態を或る時点でサンプルホールドして
出力とする機能をもつフリツプフロツプであり、該当す
るものとして遅延フリツプフロツプ（Ｄフリツプフロツ
ブ）ｂ−代表的なものである。
３９は入力符号状態を或る時点でサンプルホールドして
出力とする機能をもつフリツプフロツプであり、該当す
るものとして遅延フリツプフロツプ（Ｄフリツプフロツ
ブ）ｂ−代表的なものである。
３３はｏ相、÷相の２相出力を有する電圧制御発振器、
これは一般に４倍波のマルチパイプレータ発振器と４分
周回路により簡単に構成できる。
これは一般に４倍波のマルチパイプレータ発振器と４分
周回路により簡単に構成できる。
３４，３５，４１，４２は排他的論理和、３６はループ
フイルタ、３１はクロツク信号にっいての０相、三相の
２分周２相出力発生器でこれも３１に同様な構成で実現
できる。
フイルタ、３１はクロツク信号にっいての０相、三相の
２分周２相出力発生器でこれも３１に同様な構成で実現
できる。
４０は否定回路である。
１〜９は第１図につ（・て説明したものと同じである。
この様な構成により、第１図に関して説明したと同様の
動作が実現できる。
動作が実現できる。
正弦及び余弦位相比較器としてそれぞれ遅延フリツプフ
ロツプ３１，３２を用い（遅延フリツプフロツプのゼー
タ入力には入力信号、タイミング人力には参照信号が印
加される）、それぞれの位相検波出力信号２，３の相互
間の位相比較として排他的論理和３４を用いると、第１
図で説明した低域沢波器１４，１５は必要としな（・。
この排他的論理和出力は、入力信号と参照搬送波との位
相差θに関し、第４図ａの如く、矩形状位相比較特性を
有する。ただし、＋１、及び−１をそれぞれ２値の論理
レベルとする。
ロツプ３１，３２を用い（遅延フリツプフロツプのゼー
タ入力には入力信号、タイミング人力には参照信号が印
加される）、それぞれの位相検波出力信号２，３の相互
間の位相比較として排他的論理和３４を用いると、第１
図で説明した低域沢波器１４，１５は必要としな（・。
この排他的論理和出力は、入力信号と参照搬送波との位
相差θに関し、第４図ａの如く、矩形状位相比較特性を
有する。ただし、＋１、及び−１をそれぞれ２値の論理
レベルとする。
なお位相比較器３１，３２を遅延フリツプフロツプでは
なく、ＳＲフリツプフロツプ又は排他的論理和及び低域
沢波器を用（・てこの種の目的を達成できることは云う
までもな（・。ここで第２図につ（・て説明したと同様
の位相差φＤとすると、排他的論理和３４の出力信号ｖ
／（ｔ）は次の様に表わせる。の３つの例につき第４図
Ｂ， ｃ，ｄにそれぞれ、ｖ’（ｔ）の波形を示す。
なく、ＳＲフリツプフロツプ又は排他的論理和及び低域
沢波器を用（・てこの種の目的を達成できることは云う
までもな（・。ここで第２図につ（・て説明したと同様
の位相差φＤとすると、排他的論理和３４の出力信号ｖ
／（ｔ）は次の様に表わせる。の３つの例につき第４図
Ｂ， ｃ，ｄにそれぞれ、ｖ’（ｔ）の波形を示す。
ここでクロツク信号の２分周信号６を第４図ｅの如く１
（ｔ）＝ＳｇｎＣｃＯｓ（πＦｂｔ）〕として排他的論
理和３５においてｖｌ（ｔ）と位相比較すると、第５図
に示すようにその出力にｖ′（ｔ）とｒ（ｔ）の位相差
に応じて、デューティ比ｂ′．決定されたＦｂで変化す
る矩形パルスが得られる。
（ｔ）＝ＳｇｎＣｃＯｓ（πＦｂｔ）〕として排他的論
理和３５においてｖｌ（ｔ）と位相比較すると、第５図
に示すようにその出力にｖ′（ｔ）とｒ（ｔ）の位相差
に応じて、デューティ比ｂ′．決定されたＦｂで変化す
る矩形パルスが得られる。
第５図から明らかなように、出力の平均値すなわち直流
成分はマーク、スペースに依存せず、φｏによつて定ま
る。その値は、である。
成分はマーク、スペースに依存せず、φｏによつて定ま
る。その値は、である。
これを図示すれば第４図ｆの如くなる。前記矩形パルス
を排他的論理和３５に後続するループフイルタ３６で平
滑化した信号は第４図ｆに示すように三角状特性の直流
分を含んでおり、この直流分を含む制御信号７により、
参照搬送波の位相を制御して同期ループを形成している
。第４図ｆに示した位相比較特性から搬送波同期位相は
０，πの不確定性がある。一方、クロツク２分周波ｒ／
（ｔ）の極性が反転すると位相比較特性も反転し、搬送
波同期位相はπ／２、又は３π／２となる。次に送信符
号が復調される過程につ℃・て説明する。
を排他的論理和３５に後続するループフイルタ３６で平
滑化した信号は第４図ｆに示すように三角状特性の直流
分を含んでおり、この直流分を含む制御信号７により、
参照搬送波の位相を制御して同期ループを形成している
。第４図ｆに示した位相比較特性から搬送波同期位相は
０，πの不確定性がある。一方、クロツク２分周波ｒ／
（ｔ）の極性が反転すると位相比較特性も反転し、搬送
波同期位相はπ／２、又は３π／２となる。次に送信符
号が復調される過程につ℃・て説明する。
ＭＳＫ信号は送信符号Ａｉの（０，１）に応じ（−π／
２、＋π／２）の位相回転を生じるので、正弦及び余弦
位相検波出力２，３に時間的に交互に検波されており、
それぞれ遅延フリツプフロツプ３８，３９のデータ入力
端子に接続し、クロツク信号の２分周回路３７より得ら
れる最適タイミング信号により交互にサンプル＝識別再
生する。この識別符号をＰｉ及びＱｉとすると、Ｐｉ及
びＱ，の符号と送信符号Ａｉとの関係は１ビツト前から
の経緯に関係する。第６図ａに示すようにＰｉ）く正（
「１」レベル）であつても１ビツト前のｑが正（「１」
レベル）であればスペースを表わし、同図ｂのようにｑ
が負（「Ｏ」）であればマークを表して℃・る。
２、＋π／２）の位相回転を生じるので、正弦及び余弦
位相検波出力２，３に時間的に交互に検波されており、
それぞれ遅延フリツプフロツプ３８，３９のデータ入力
端子に接続し、クロツク信号の２分周回路３７より得ら
れる最適タイミング信号により交互にサンプル＝識別再
生する。この識別符号をＰｉ及びＱｉとすると、Ｐｉ及
びＱ，の符号と送信符号Ａｉとの関係は１ビツト前から
の経緯に関係する。第６図ａに示すようにＰｉ）く正（
「１」レベル）であつても１ビツト前のｑが正（「１」
レベル）であればスペースを表わし、同図ｂのようにｑ
が負（「Ｏ」）であればマークを表して℃・る。
すなわち、Ａ２ｌ−Ｐ２ｌ４ｑ２ｌ−１
となる。
ここでｅは排他的論理和の論理演算を示す。同様にｑの
出力につ℃゛ては第６図Ｃ及びｄに示すように、η山０
ｑ２１−１（＋）Ｐ２ｌ−２ の関係がある。
出力につ℃゛ては第６図Ｃ及びｄに示すように、η山０
ｑ２１−１（＋）Ｐ２ｌ−２ の関係がある。
従つて、余弦及び正弦の検波・識別信号を排他的論理和
４１において互℃・に比較すると、この出力は１タイム
スロツト毎に送信情報の否定が現われる。
４１において互℃・に比較すると、この出力は１タイム
スロツト毎に送信情報の否定が現われる。
そこで奇数添字の符号について、これをタイミング２分
周波を用℃・て排他的論理和４２にお℃・て訂正して、
復調出力９に送信符号Ａｉが正しく復調できる。搬送波
同期の０，π不確定性は識別符号Ｐ，ｑ共に反転させる
ので復調出力は影響を受けない。再成された符号系列を
第７図に示す。また、タイミング２分周波ｒ（ｔ）の極
性が反転すると搬送波同期位相が、π／２又は３π／２
となり、余弦・正弦識別出力が入れ替る。コ１ｑ２１４
Ｐ２１−１ ｝ Ａ２ｌ−１：Ｐ２ｌ−１４ｑ２１−２ この場合は偶数添字の符号が反転するが、ｒ（ｔ）の極
性が反転してυ・るので常に正しい復調が行われる。
周波を用℃・て排他的論理和４２にお℃・て訂正して、
復調出力９に送信符号Ａｉが正しく復調できる。搬送波
同期の０，π不確定性は識別符号Ｐ，ｑ共に反転させる
ので復調出力は影響を受けない。再成された符号系列を
第７図に示す。また、タイミング２分周波ｒ（ｔ）の極
性が反転すると搬送波同期位相が、π／２又は３π／２
となり、余弦・正弦識別出力が入れ替る。コ１ｑ２１４
Ｐ２１−１ ｝ Ａ２ｌ−１：Ｐ２ｌ−１４ｑ２１−２ この場合は偶数添字の符号が反転するが、ｒ（ｔ）の極
性が反転してυ・るので常に正しい復調が行われる。
このように各検波符号の相互間の差分論理変換によつて
復調が可能である。以上本発明の動作につＬ・て、理想
的ＭＳＫ信号を例にとつて説明した。
復調が可能である。以上本発明の動作につＬ・て、理想
的ＭＳＫ信号を例にとつて説明した。
しかし本発明による同期復調方式は、このような純粋な
ＭＳＫに限つて適用されるものではなく、同種の信号構
造、すなわち変調符号の１ビツト毎に同相及び直交位相
に交互に情報を担わせる変調信号の復調に同様に適用で
きる。このような変調信号の例としては、ツ勺シフト２
相ＰＳＫ、位相推移特性に特徴をもたせたＢＦＳＫ（Ｓ
ｉｎｕｓＯｉｄａｌＦＳＫ）や、送信部で基底帯域制限
を行つた変形ＭＳＫ、さらにパーシャルレスポンスＦＭ
の一種であるＴＦＭ（ＴａｍｅｄＦＭ）ある（・はＴＦ
ＳＫ（ＴａｍｅｄＦＳＫ）（ＦＲＡＮＫｄｅＪＡＧＥＲ
ａｎｄＣＯＲＮＥＬＩＳＢＤＥＫＫＥＲ；ＴａｍｅｄＦ
ｒｅｑｕｅｎｃｙＭＯｄｕＩａｔｉＯｎ．ＡＮＯｖｅｌ
ＭｅｔｈＯｄｔＯＡｃｈｌｅｖｅＳｐｅｃｔｒｕｒ］１
Ｅｃ０ｎ０ｍｙｉｎＤｉｇｉｔａ１Ｔｒａｎｓｍｉｓｓ
ｉ０ｎ；ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＣＯＭｖＯｌ．ＣＯ
Ｍ２６、！Ｆ２５、Ｍａｙｌ９７８）などがある。
ＭＳＫに限つて適用されるものではなく、同種の信号構
造、すなわち変調符号の１ビツト毎に同相及び直交位相
に交互に情報を担わせる変調信号の復調に同様に適用で
きる。このような変調信号の例としては、ツ勺シフト２
相ＰＳＫ、位相推移特性に特徴をもたせたＢＦＳＫ（Ｓ
ｉｎｕｓＯｉｄａｌＦＳＫ）や、送信部で基底帯域制限
を行つた変形ＭＳＫ、さらにパーシャルレスポンスＦＭ
の一種であるＴＦＭ（ＴａｍｅｄＦＭ）ある（・はＴＦ
ＳＫ（ＴａｍｅｄＦＳＫ）（ＦＲＡＮＫｄｅＪＡＧＥＲ
ａｎｄＣＯＲＮＥＬＩＳＢＤＥＫＫＥＲ；ＴａｍｅｄＦ
ｒｅｑｕｅｎｃｙＭＯｄｕＩａｔｉＯｎ．ＡＮＯｖｅｌ
ＭｅｔｈＯｄｔＯＡｃｈｌｅｖｅＳｐｅｃｔｒｕｒ］１
Ｅｃ０ｎ０ｍｙｉｎＤｉｇｉｔａ１Ｔｒａｎｓｍｉｓｓ
ｉ０ｎ；ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＣＯＭｖＯｌ．ＣＯ
Ｍ２６、！Ｆ２５、Ｍａｙｌ９７８）などがある。
第１図は本発明による同期復調回路の一実施例のプロツ
ク図、第２図は第１図の回路の各部動作波形、第３図は
本発明による同期復調回路の別の実施例のプロツク図、
及び第４図は第３図の回路の各部動作波形、第５図は位
相比較器の動作波形、第６図は検波出力と送信符号の関
係、第７図は再生符号系列を表して（・る。 １・・・入力信号、２・・・正弦同期検波信号、３・・
・余弦同期検波信号、４・・・基底帯域の逓倍信号、５
・・・同期タイミングクロツク信号、６・・・２分周信
号、７・・・位相制御信号、８・・・参照搬送波、９・
・・復調出π力信号ミ １１，１２・・・位相比較器、
１３・・・一移相器、１４，１５・・・低域沢波器、１
６，１７・・・位相比較器、１８・・・ループフイルタ
、１９・・・電圧制御発振器、２０・・・２分周回路、
２１・・・識別多重化回路、３１，３２，３８，３９・
・・遅延フリツプフロツプ、３３・・・電圧制御発振器
、３４，３５，４１，４２・・・排他的論理和回路、３
６・・・ループフイルタ、３７・・・２分周２相出力発
生器、４０・・・否定回路。
ク図、第２図は第１図の回路の各部動作波形、第３図は
本発明による同期復調回路の別の実施例のプロツク図、
及び第４図は第３図の回路の各部動作波形、第５図は位
相比較器の動作波形、第６図は検波出力と送信符号の関
係、第７図は再生符号系列を表して（・る。 １・・・入力信号、２・・・正弦同期検波信号、３・・
・余弦同期検波信号、４・・・基底帯域の逓倍信号、５
・・・同期タイミングクロツク信号、６・・・２分周信
号、７・・・位相制御信号、８・・・参照搬送波、９・
・・復調出π力信号ミ １１，１２・・・位相比較器、
１３・・・一移相器、１４，１５・・・低域沢波器、１
６，１７・・・位相比較器、１８・・・ループフイルタ
、１９・・・電圧制御発振器、２０・・・２分周回路、
２１・・・識別多重化回路、３１，３２，３８，３９・
・・遅延フリツプフロツプ、３３・・・電圧制御発振器
、３４，３５，４１，４２・・・排他的論理和回路、３
６・・・ループフイルタ、３７・・・２分周２相出力発
生器、４０・・・否定回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ＭＳＫ受信入力信号と参照信号を２つの位相比較器
により正弦位相比較及び余弦位相比較して各々同相及び
直交位相の検波出力とし、該検波出力をそれぞれ逆相関
係の２分周タイミングクロック信号で符号判定した後、
互いに差分論理変換を施し、出力として得られる符号系
列をさらに２分周タイミングクロック信号で交互に符号
を反転させることにより復調出力を得るとともに、前記
２つの検波出力を互いに位相比較して得る信号とタイミ
ングクロックの２分周信号とを乗積し、該乗積信号の直
流成分により前記参照信号の位相をＭＳＫ受信入力信号
に従つて同期制御することを特徴とする、ＭＳＫ信号の
同期復調方式。 ２ ＭＳＫ受信入力信号を２つの遅延フリップフロップ
のデータ入力に印加するとともに該遅延フリップフロッ
プのタイミング入力に相互にπ／２の位相差をもつ参照
番号を印加して遅延フリップフロップの出力に同相及び
直交位相の検波出力を得、該検波出力をそれぞれ遅延フ
リップフロップにおいて２分周タイミング信号で交互に
識別判定した後、その互いの排他的論理和をとり、該排
他的論理和出力と２分周タイミング信号との間で更に排
他的論理和をとることにより復調出力を得るとともに、
前記２つの検波出力の排他的論理昭を得、その出力とタ
イミングクロックの２分周信号との排他的論理和をとり
、その出力の直流成分により前記参照信号の位相をＭＳ
Ｋ受信入力信号に従つて同期制御することを特徴とする
、ＭＳＫ信号の同期復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14537178A JPS5925502B2 (ja) | 1978-11-27 | 1978-11-27 | Ｍｓｋ信号の同期復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14537178A JPS5925502B2 (ja) | 1978-11-27 | 1978-11-27 | Ｍｓｋ信号の同期復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5573164A JPS5573164A (en) | 1980-06-02 |
| JPS5925502B2 true JPS5925502B2 (ja) | 1984-06-18 |
Family
ID=15383666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14537178A Expired JPS5925502B2 (ja) | 1978-11-27 | 1978-11-27 | Ｍｓｋ信号の同期復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5925502B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2124840A (en) * | 1982-07-02 | 1984-02-22 | Philips Electronic Associated | Data demodulator for digital signals |
| JPS59183562A (ja) * | 1983-04-02 | 1984-10-18 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 符号信号伝送方式 |
-
1978
- 1978-11-27 JP JP14537178A patent/JPS5925502B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5573164A (en) | 1980-06-02 |
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