JPS5929371Y2 - クオ−ドラチヤ−検波増幅回路 - Google Patents
クオ−ドラチヤ−検波増幅回路Info
- Publication number
- JPS5929371Y2 JPS5929371Y2 JP1975103706U JP10370675U JPS5929371Y2 JP S5929371 Y2 JPS5929371 Y2 JP S5929371Y2 JP 1975103706 U JP1975103706 U JP 1975103706U JP 10370675 U JP10370675 U JP 10370675U JP S5929371 Y2 JPS5929371 Y2 JP S5929371Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- detection
- signal source
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本案はフォードラチャー検波増幅器に関するものでこの
種の増幅器の雑音指数を改善したものである。
種の増幅器の雑音指数を改善したものである。
従来、フカ−ドラチャー検波増幅器は図面における実線
で記された回路より戊っている。
で記された回路より戊っている。
１はフォードラチャー検波器でトランジスタＱ１〜Ｑ６
でダブルバランス型差動増幅回路よりＦＭ検波を行わせ
る。
でダブルバランス型差動増幅回路よりＦＭ検波を行わせ
る。
ｅｌはＩＰ出力信号、ｅ２はＩＰ出力信号を９０°移相
回路を介して得られた出力信号で１０．７ ＭＨｚのＩ
Ｐ中心周波数に対して周波数偏位があるとｅｌとｅ２の
出力信号の間には９００を中心とした位相変化が生じ、
その位相差に応じた出力がトランジスタＱ１．Ｑ３のコ
レクタとトランジスタＱ２ 、Ｑ４のコレクタに互に逆
相の出力として生ずる。
回路を介して得られた出力信号で１０．７ ＭＨｚのＩ
Ｐ中心周波数に対して周波数偏位があるとｅｌとｅ２の
出力信号の間には９００を中心とした位相変化が生じ、
その位相差に応じた出力がトランジスタＱ１．Ｑ３のコ
レクタとトランジスタＱ２ 、Ｑ４のコレクタに互に逆
相の出力として生ずる。
これらのトランジスタＱ１゜Ｑ３のコレクタ負荷として
カレントミラー回路２が接続されている。
カレントミラー回路２が接続されている。
このカレントミラー回路２はトランジスタＱ７．Ｑ８．
Ｑ９から戊り、前記フォードラチャー検波出力がトラン
ジスタＱ７のコレクター電流変化出力として得られる。
Ｑ９から戊り、前記フォードラチャー検波出力がトラン
ジスタＱ７のコレクター電流変化出力として得られる。
Ｒ１，Ｒ２は直流電流帰還抵抗である。
又、前記フォードラチャー検波器１のトランジスタＱ２
．Ｑ４のコレクタ出力は前記カレントミラー回路２と同
−回路構成から戊るカレントミラー回路３に接続され、
そのトランジスタＱ１０゜Ｑｌ １ 、 Ｑｌ ２及び
抵抗Ｒ３，Ｒ４の動作はトランジスタＱ７．Ｑ８．Ｑ９
及び抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じくトランジスタＱ１１のコレ
クタ電流変化と同一の電流変化がトランジスタＱＩＯの
コレクタ電流変化として得られる。
．Ｑ４のコレクタ出力は前記カレントミラー回路２と同
−回路構成から戊るカレントミラー回路３に接続され、
そのトランジスタＱ１０゜Ｑｌ １ 、 Ｑｌ ２及び
抵抗Ｒ３，Ｒ４の動作はトランジスタＱ７．Ｑ８．Ｑ９
及び抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じくトランジスタＱ１１のコレ
クタ電流変化と同一の電流変化がトランジスタＱＩＯの
コレクタ電流変化として得られる。
この様にしてフォードラチャー検波器から得られる互に
逆相の信号はカレントミラー回路２，３にて電流増幅さ
れてそれぞれトランジスタＱ７゜Ｑ１０のコレクタ電流
として得られる。
逆相の信号はカレントミラー回路２，３にて電流増幅さ
れてそれぞれトランジスタＱ７゜Ｑ１０のコレクタ電流
として得られる。
又、前記カレントミラー回路２のコレクタ出力は増幅器
４の入力に接続され、この増幅器４はトランジスタＱ１
３ 、Ｑｌ ４から成り、このｌ・ランジスタＱ１４の
コレクタがトランジスタＱ１０のコレクタと接続されそ
の接続点に接続された負荷ＲＬにＱｌ４．ＱＩＯの差電
流が流れ検波出力がとり出される。
４の入力に接続され、この増幅器４はトランジスタＱ１
３ 、Ｑｌ ４から成り、このｌ・ランジスタＱ１４の
コレクタがトランジスタＱ１０のコレクタと接続されそ
の接続点に接続された負荷ＲＬにＱｌ４．ＱＩＯの差電
流が流れ検波出力がとり出される。
かくの如くフォードラチャー検波増幅器が構成されてい
るが、フォードラチャー検波器１のコレクタ出力が電流
負荷として動作するカレントミラー回路２，３に接続さ
れ、さらに増幅器４の入力もカレントミラー回路２に接
続されているので増幅度は非常に大きくとれ、又、電流
増幅である為その直線性がよいという利点はあるが、そ
の高信号源インピーダンスの為に雑音指数が大きくなっ
てしまうという欠点が生じていた。
るが、フォードラチャー検波器１のコレクタ出力が電流
負荷として動作するカレントミラー回路２，３に接続さ
れ、さらに増幅器４の入力もカレントミラー回路２に接
続されているので増幅度は非常に大きくとれ、又、電流
増幅である為その直線性がよいという利点はあるが、そ
の高信号源インピーダンスの為に雑音指数が大きくなっ
てしまうという欠点が生じていた。
そこで本案は上記利点を損わず雑音指数だけを小さくす
る事ができるようにしたものである。
る事ができるようにしたものである。
図で点線で示した抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７が本考案により
追加したもので、抵抗Ｒ５，Ｒ６はカレントミラー回路
２，３から見た信号源インピーダンスを下げる目的でト
ランジスタＱＬＱ３のコレクタ端と電源間及びトランジ
スタＱ２．Ｑ４のコレクタ端と電源間に挿入した抵抗で
あり、又抵抗Ｒ７は増幅器４からの信号源インピーダン
スを下げる目的でトランジスタＱ７のコレクタとアース
間に接続された抵抗である。
追加したもので、抵抗Ｒ５，Ｒ６はカレントミラー回路
２，３から見た信号源インピーダンスを下げる目的でト
ランジスタＱＬＱ３のコレクタ端と電源間及びトランジ
スタＱ２．Ｑ４のコレクタ端と電源間に挿入した抵抗で
あり、又抵抗Ｒ７は増幅器４からの信号源インピーダン
スを下げる目的でトランジスタＱ７のコレクタとアース
間に接続された抵抗である。
これらの抵抗Ｒ５゜Ｒ６、Ｒ７の抵抗値は電流増幅度を
あまり落さない程度の適当な値に設定され、その抵下分
は抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ８を変える事により補償する事が
できる。
あまり落さない程度の適当な値に設定され、その抵下分
は抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ８を変える事により補償する事が
できる。
このようにして本案はフォードラチャー検波出力を直線
性のよいカレントミラー回路を使った電流増幅器により
増幅してもその高信号源インピーダンスの為に生じてい
た雑音指数の増大を抵抗を挿入する事により本来の性能
を損う事なく減少させる事が出来、又ＩＣに組込む場合
にもコストアップになる事もないという多大の利点を有
している。
性のよいカレントミラー回路を使った電流増幅器により
増幅してもその高信号源インピーダンスの為に生じてい
た雑音指数の増大を抵抗を挿入する事により本来の性能
を損う事なく減少させる事が出来、又ＩＣに組込む場合
にもコストアップになる事もないという多大の利点を有
している。
図は本考案の一実施例である。
１・・・・・・フォードラチャー検波回路、２，３・・
・・・・カレントミラー回路、Ｒ５〜７・・・・・・抵
抗。
・・・・カレントミラー回路、Ｒ５〜７・・・・・・抵
抗。
Claims (1)
- フォードラチャー検波回路の互いに９０°の位相差をも
つ２つの出力にそれぞれカレントミラー回路より成る電
流能動負荷を接続し、前記電流能動負荷にそれぞれ並列
接続された信号源インピーダンス低下用抵抗を接続し、
更に各電流能動負荷の出力が入力される検波出力を取り
出すための次段増幅器にも信号源インピーダンス低下用
抵抗を並列接続したものであって、前記信号源インピー
ダンス低下用抵抗を電流能動負荷及び次段増幅器の電流
増幅度を低下させない程度の抵抗値に設定したことを特
徴とするフォードラチャー検波増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1975103706U JPS5929371Y2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | クオ−ドラチヤ−検波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1975103706U JPS5929371Y2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | クオ−ドラチヤ−検波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5218646U JPS5218646U (ja) | 1977-02-09 |
| JPS5929371Y2 true JPS5929371Y2 (ja) | 1984-08-23 |
Family
ID=28585079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1975103706U Expired JPS5929371Y2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | クオ−ドラチヤ−検波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5929371Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3522548A (en) * | 1968-05-03 | 1970-08-04 | Rca Corp | Temperature tracking of emitter coupled differential amplifier stage |
| JPS5342446Y2 (ja) * | 1972-08-25 | 1978-10-13 |
-
1975
- 1975-07-25 JP JP1975103706U patent/JPS5929371Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5218646U (ja) | 1977-02-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH10209760A5 (ja) | ||
| JPH0775289B2 (ja) | 相互コンダクタンス増幅回路 | |
| JP3429840B2 (ja) | 四象限乗算回路及びこの回路を有するｆｍ受信機 | |
| JP2914258B2 (ja) | ダブルバランスミキサ回路 | |
| US4267521A (en) | Compound transistor circuitry | |
| JP4567831B2 (ja) | 電圧電流変換器 | |
| JPH02889B2 (ja) | ||
| JPH0346581Y2 (ja) | ||
| JP2684837B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| JP3392682B2 (ja) | ミキサー回路 | |
| JP2844664B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| JPS62224103A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP2956609B2 (ja) | バイポーラ・マルチプライヤ | |
| JPH0821820B2 (ja) | 平衡変換回路 | |
| JP2589577Y2 (ja) | スイッチ回路 | |
| JP2932502B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| JP4221131B2 (ja) | 可変利得増幅回路 | |
| JPH0221783Y2 (ja) | ||
| JPS584327Y2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPH0339927Y2 (ja) | ||
| JPS6119540Y2 (ja) | ||
| JP4075127B2 (ja) | 位相シフト回路 | |
| JPH05226949A (ja) | 増幅回路 | |
| JP2530709B2 (ja) | 方形波三角波変換回路 | |
| SU1635249A1 (ru) | Двухтактный дифференциальный усилитель |