JPS5933503A - デイジタル位置制御方式 - Google Patents
デイジタル位置制御方式Info
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- JPS5933503A JPS5933503A JP14326182A JP14326182A JPS5933503A JP S5933503 A JPS5933503 A JP S5933503A JP 14326182 A JP14326182 A JP 14326182A JP 14326182 A JP14326182 A JP 14326182A JP S5933503 A JPS5933503 A JP S5933503A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- control system
- command
- actual
- detector
- Prior art date
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- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B19/00—Program-control systems
- G05B19/02—Program-control systems electric
- G05B19/18—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of program data in numerical form
- G05B19/19—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of program data in numerical form characterised by positioning or contouring control systems, e.g. to control position from one programmed point to another or to control movement along a programmed continuous path
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B2219/00—Program-control systems
- G05B2219/30—Nc systems
- G05B2219/41—Servomotor, servo controller till figures
- G05B2219/41133—Compensation non linear transfer function
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B2219/00—Program-control systems
- G05B2219/30—Nc systems
- G05B2219/41—Servomotor, servo controller till figures
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ディジタル位置制御方式に係り、特に、振動
要素を有する位置制御系において適切な速度指令投入を
行うだめのものに関するものである。
要素を有する位置制御系において適切な速度指令投入を
行うだめのものに関するものである。
ロボットなどに用いられている従来の位置制御方式の一
例のブロック線図を第１図に示す。
例のブロック線図を第１図に示す。
この従来方式では、まず、演算処理装置ＰＲＣにおいて
基準位置指令２０が算出され、これと位置検出器１９か
らの位置帰還信号２１との偏差がサンプラ１１を介し、
ホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３に与えられる。
基準位置指令２０が算出され、これと位置検出器１９か
らの位置帰還信号２１との偏差がサンプラ１１を介し、
ホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３に与えられる。
次に、速度制御系ＳＰＣにおいてＤ／Ａ変換器１３の出
力（速度指令２２）と速度検出器１７からの速度帰還信
号２３との偏差がサーボ増巾器１４に与えられ、サーボ
増巾器１４の出力によってアクチュエータ１５が駆動さ
れる。更に、アクチュエータ１５によって負荷１６が駆
動され、それによって生じた実速度２４が積分要素１８
を通して実位置２５となる。
力（速度指令２２）と速度検出器１７からの速度帰還信
号２３との偏差がサーボ増巾器１４に与えられ、サーボ
増巾器１４の出力によってアクチュエータ１５が駆動さ
れる。更に、アクチュエータ１５によって負荷１６が駆
動され、それによって生じた実速度２４が積分要素１８
を通して実位置２５となる。
ここで、サーボ増巾器１４．アクチュエータ１５、負荷
１６．速度検出器１７を構成要素とし、入力を速度指令
２２、出力を実速度２４とする速度制御系ＳＰＣについ
て、例えば速度指令２２としてステップ状のものが与え
られて実速度２４に行き過ぎを生ずるような振動要素が
存在する場合は、サンプラ１１の非線形性との相乗効果
により、非振動的である場合と比較すると、実位置２５
に行き過ぎを生ずるおそれが多くなる。これは、例えば
ロボットアームのような低剛性負荷め軌跡制御をするよ
うな場合などにも、単に、その前の基準位置指令を実位
置との偏差に比例しだ速度指令投入を行っているからで
ある。
１６．速度検出器１７を構成要素とし、入力を速度指令
２２、出力を実速度２４とする速度制御系ＳＰＣについ
て、例えば速度指令２２としてステップ状のものが与え
られて実速度２４に行き過ぎを生ずるような振動要素が
存在する場合は、サンプラ１１の非線形性との相乗効果
により、非振動的である場合と比較すると、実位置２５
に行き過ぎを生ずるおそれが多くなる。これは、例えば
ロボットアームのような低剛性負荷め軌跡制御をするよ
うな場合などにも、単に、その前の基準位置指令を実位
置との偏差に比例しだ速度指令投入を行っているからで
ある。
したがって、この従来方式においては、速度制御系、９
ＰＣＫ振動要素を有する場合、そのままで実位置２５に
行き過ぎを生じさぜないためには、サンプラ１１．ホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３、速度制御系Ｓ Ｉ）
Ｃ、位置検出器１９からなる位置制御系の一巡ループ
の伝達関数のゲインを下げることが必要となる。その結
果、上述のような従来方式は、追従位置誤差の増大を招
くことになシ、高速・円滑な位置制御が困難であった。
ＰＣＫ振動要素を有する場合、そのままで実位置２５に
行き過ぎを生じさぜないためには、サンプラ１１．ホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３、速度制御系Ｓ Ｉ）
Ｃ、位置検出器１９からなる位置制御系の一巡ループ
の伝達関数のゲインを下げることが必要となる。その結
果、上述のような従来方式は、追従位置誤差の増大を招
くことになシ、高速・円滑な位置制御が困難であった。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなく、速度
制御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる
非線形性とを補償し、追従位置誤差を増大させずに実位
置の行き過ぎをなくするようにした高速・円滑なディジ
タル位置制御方式を提供することにある。
制御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる
非線形性とを補償し、追従位置誤差を増大させずに実位
置の行き過ぎをなくするようにした高速・円滑なディジ
タル位置制御方式を提供することにある。
本発明に係るディンタル位置制御方式の構成は、少くと
もザーボ増幅器、アクチュエータ、負荷および速度検出
器からなる、振動要素を有するフィードバック制御の速
度制御系を含む位置制御系において、その速度制御系の
実速度を積分して得た実位置と所定の基準位置指令との
偏差に対して２次巡回型のディジタル補償の演算を施し
て得た速度指令投入を上記速度制御系へ行うことにより
、その振動要素と速度指令投入の非線形性とを補償し、
上記実位置の行き過ぎを防止する位置制御ｌｌを行いう
るように制御・処理するものである。
もザーボ増幅器、アクチュエータ、負荷および速度検出
器からなる、振動要素を有するフィードバック制御の速
度制御系を含む位置制御系において、その速度制御系の
実速度を積分して得た実位置と所定の基準位置指令との
偏差に対して２次巡回型のディジタル補償の演算を施し
て得た速度指令投入を上記速度制御系へ行うことにより
、その振動要素と速度指令投入の非線形性とを補償し、
上記実位置の行き過ぎを防止する位置制御ｌｌを行いう
るように制御・処理するものである。
これを要するに、上記速度制御系を振動性２次系である
ものとし、そのＺ変換をして離散化したものを速度指令
投入部で補償するもので、その補償は、位置偏差を入力
して速度指令を出力する２次巡回型のディジタル補償要
素によって行うようにし、実位置の行き；過ぎを防止し
て高速１円滑な位置制御方式を得ようとするものである
。
ものとし、そのＺ変換をして離散化したものを速度指令
投入部で補償するもので、その補償は、位置偏差を入力
して速度指令を出力する２次巡回型のディジタル補償要
素によって行うようにし、実位置の行き；過ぎを防止し
て高速１円滑な位置制御方式を得ようとするものである
。
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。
第２図は、本発明に係るディジタ１位置制御力式の一実
施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート、
第４図は、同制御・処理フローチャートである。
施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート、
第４図は、同制御・処理フローチャートである。
ここで、１０は、演算処理装置ＰＲＣに係る２次巡回型
のディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢは、同サンプラ
、１２は、ホールド回路、１３は、１） ／ Ａ変換器
、１４は、速度制御系ＳＰＣに係るザーボ増幅器、１５
は、同アクチュエータ、１６は、同負荷、１７は、同速
度検出器、１８は、積分要素、１９は、位置検出器、２
６は、以下で順次に説明する各指令、信号等であって、
これらのうち第１図における符号と同符号のものは、そ
れと均等のものである。
のディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢは、同サンプラ
、１２は、ホールド回路、１３は、１） ／ Ａ変換器
、１４は、速度制御系ＳＰＣに係るザーボ増幅器、１５
は、同アクチュエータ、１６は、同負荷、１７は、同速
度検出器、１８は、積分要素、１９は、位置検出器、２
６は、以下で順次に説明する各指令、信号等であって、
これらのうち第１図における符号と同符号のものは、そ
れと均等のものである。
第２図の実施例が第１図の従来例と異なるのは、演算処
理装置Ｐ几Ｃの速度指令投入部にディジタル補償要素１
０を設けたことである。以下、主として、このディジタ
ル補償要素１０の構成方法。
理装置Ｐ几Ｃの速度指令投入部にディジタル補償要素１
０を設けたことである。以下、主として、このディジタ
ル補償要素１０の構成方法。
作用効果について説明する。
まず、速度制御系ＳＰＣに振動要素が含まれている場合
として、これを固有周波数ω。、減衰比ζ（ただし、０
≦ζく１）によって特徴づけられる振動性二次系と考え
る。すなわち、速度制御系ＳＰＣの連続系表現の伝達関
数Ｇ′（Ｓ）は、定常ゲインをＫとすれば次式（１）の
ようになる。
として、これを固有周波数ω。、減衰比ζ（ただし、０
≦ζく１）によって特徴づけられる振動性二次系と考え
る。すなわち、速度制御系ＳＰＣの連続系表現の伝達関
数Ｇ′（Ｓ）は、定常ゲインをＫとすれば次式（１）の
ようになる。
Ｇ’（Ｓ）＝にωｎ２ｙｌｓ２＋ｚζωｎＳ十ω、、′
）・・・・・・・・・・・・・・・（１）速度指令２２
は、サンプラＩＩＡ、ＩＩＢとホールド回路１２により
、一定周期ごとに投入・保持される。したがって、ホー
ルド回路１２ 、 Ｄ／Ａ変換器１３．速度制御系ＳＰ
Ｃからなる連続系部分についてＺ変換して離散系表現を
すると、そのパルス伝達関数Ｇ’（Ｚ）は次式（２）と
なる。
）・・・・・・・・・・・・・・・（１）速度指令２２
は、サンプラＩＩＡ、ＩＩＢとホールド回路１２により
、一定周期ごとに投入・保持される。したがって、ホー
ルド回路１２ 、 Ｄ／Ａ変換器１３．速度制御系ＳＰ
Ｃからなる連続系部分についてＺ変換して離散系表現を
すると、そのパルス伝達関数Ｇ’（Ｚ）は次式（２）と
なる。
Ｇ’（２）−に’ （Ｚ２＋几ｚ＋ｓ、 ）／（Ｑ”
＋ｐ ｚ十Ｑ） （Ｚ−１）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（２）ただし、’に’ 、Ｐ、Ｑ、Ｒ，Ｓ
は実定数である。
＋ｐ ｚ十Ｑ） （Ｚ−１）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（２）ただし、’に’ 、Ｐ、Ｑ、Ｒ，Ｓ
は実定数である。
式（２）で表現される対象に対して、第１図の構成を採
用すると、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達
関数の分母の次数が３次となるため、速度制御系ＳＰＣ
に振動要素がある場合、実位置２５に行き過ぎを生じる
。
用すると、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達
関数の分母の次数が３次となるため、速度制御系ＳＰＣ
に振動要素がある場合、実位置２５に行き過ぎを生じる
。
そこで、第２図に示すように、演算処理装置１）Ｉｔ、
Ｃ内の速度指令投入部にディジタル補償要素１０を設
け、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達関数の
分母の次数を下げることにより、実位置２５に行き過ぎ
を生じさせないようにすることが可能となる。
Ｃ内の速度指令投入部にディジタル補償要素１０を設
け、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達関数の
分母の次数を下げることにより、実位置２５に行き過ぎ
を生じさせないようにすることが可能となる。
ディジタル補償要素１０のパルス伝達関数をＤ ｃ （
Ｚ）とすると、基準位置２０．実位置１３０入出力特性
Ｇ（Ｚ）は次式（３）となる。
Ｚ）とすると、基準位置２０．実位置１３０入出力特性
Ｇ（Ｚ）は次式（３）となる。
αＺ）＝Ｄｃ（Ｚ）Ｇ’（ｚ）／ Ｃ１＋ｋ −Ｄｃ（
ｚ）Ｇ′（Ｚ） ）−に’ Ｄａ（Ｚ） ’ （ｚ”
十Ｒ，Ｚ ＋Ｓ ）／（（Ｚ２＋Ｐｚ十Ｑ）（ｚ １）
十ｋＫ’Ｄｃ（Ｚ）（Ｚ２＋几Ｚ＋Ｓ））・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）ただし、ｋは位置検出
器１９のゲインである。
ｚ）Ｇ′（Ｚ） ）−に’ Ｄａ（Ｚ） ’ （ｚ”
十Ｒ，Ｚ ＋Ｓ ）／（（Ｚ２＋Ｐｚ十Ｑ）（ｚ １）
十ｋＫ’Ｄｃ（Ｚ）（Ｚ２＋几Ｚ＋Ｓ））・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）ただし、ｋは位置検出
器１９のゲインである。
ここで、ＤＣ（ｚ）の決定条件として次の２条件を考え
る。
る。
１、定常位置偏差（無限時間後の位置偏差入力２６）を
０とする。
０とする。
■、実位置２５に行き過ざ゛を生じさせない。
この場合、条件Ｉから（）（Ｚ）は次式（４）を満足し
なければならない。
なければならない。
１−Ｇ（Ｚ）−（２−１） Ｆ（ｚ） ・・・
・・・・・・・・・・・・（４）ただし、Ｆ （２）は
Ｚ−１のべき級数でＩ Ｆ（１） ｌ ＜−１−である
。
・・・・・・・・・・・・（４）ただし、Ｆ （２）は
Ｚ−１のべき級数でＩ Ｆ（１） ｌ ＜−１−である
。
式（４）を満足し、条件■を満足する基準位置指令２０
、実位置２５のパルス伝達関数Ｇ （Ｚ）は、次式（５
）で表現されるべき・１次系が考えられる。
、実位置２５のパルス伝達関数Ｇ （Ｚ）は、次式（５
）で表現されるべき・１次系が考えられる。
Ｇ（２）−ｋＩ′／（Ａ−ｋｔ） ・・・・・
・・・・・・・・・・（５）ただし、ｋＩ、に１′は実
定数で０を超え１未満の値をとるものである。
・・・・・・・・・・（５）ただし、ｋＩ、に１′は実
定数で０を超え１未満の値をとるものである。
式（５）を実現するディジタル補償要素１０は、次式（
６）の形式で統一表現をすることができる。
６）の形式で統一表現をすることができる。
Ｄｃ（ｚ）−（ａｏ＋ａＺ−’ ＋ａ２ｚ−’ ）／（
ｉ十す、Ｚ−１＋１）２ｚ−２） ・・・・・・
・・・・・・・・・（６）ただし、”Ｏ＋ ａｌ ＋
８２ ＋ ｂＯ＊ ｂｌは実定数である。
ｉ十す、Ｚ−１＋１）２ｚ−２） ・・・・・・
・・・・・・・・・（６）ただし、”Ｏ＋ ａｌ ＋
８２ ＋ ｂＯ＊ ｂｌは実定数である。
式（６）を具体的に実現すると、第ｎサンプル時点の位
置偏差入力２６の値をＸｎ１補償要素出力２７の値をｙ
、、とすれば、 Ｙｎ＝ａｏＸｎ＋ａｌｘｎ−１千ａ２ｘｎ−２−ｂＩＹ
ｎ−１ｂ２Ｙｎ−ｚ・・・・・・・・・・・・・・・（
力 となる。すなわち、第ｎサンプル時点の補償要素出力２
７の値ｙｎは、第ｎサンプル時点の位置偏差入力値Ｘ、
、と、当該１サンプル前の入力値Ｘ、−１．’出力値Ｙ
ｎ−（と、同ザンプル前の入力値ｘ、、−２．出力値ｙ
ｎ−２とに、各重み係数ａ（１＋ａＩ ＋ ’）
ｌ ＊ ８２ ｘ−ｂ２を乗じたものの総和となシ、二
次巡回型ディジタル補償となるベキコとを表わしている
。
置偏差入力２６の値をＸｎ１補償要素出力２７の値をｙ
、、とすれば、 Ｙｎ＝ａｏＸｎ＋ａｌｘｎ−１千ａ２ｘｎ−２−ｂＩＹ
ｎ−１ｂ２Ｙｎ−ｚ・・・・・・・・・・・・・・・（
力 となる。すなわち、第ｎサンプル時点の補償要素出力２
７の値ｙｎは、第ｎサンプル時点の位置偏差入力値Ｘ、
、と、当該１サンプル前の入力値Ｘ、−１．’出力値Ｙ
ｎ−（と、同ザンプル前の入力値ｘ、、−２．出力値ｙ
ｎ−２とに、各重み係数ａ（１＋ａＩ ＋ ’）
ｌ ＊ ８２ ｘ−ｂ２を乗じたものの総和となシ、二
次巡回型ディジタル補償となるベキコとを表わしている
。
各サンプル時点ごとに、位置偏差入力２６に対して上記
した演算を施して補償要素出力２７を得て、これをホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３を通した後、速度指令
２２として投入することによシ、振動要素を有する速度
制御系ＳＰＣの振動要素と、速度指令投入のサンプリン
グによる非線形性とを補償することが可能となるので、
追従位置誤差を増大させずに実位置２５の行き過ぎをな
くすることができる。
した演算を施して補償要素出力２７を得て、これをホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３を通した後、速度指令
２２として投入することによシ、振動要素を有する速度
制御系ＳＰＣの振動要素と、速度指令投入のサンプリン
グによる非線形性とを補償することが可能となるので、
追従位置誤差を増大させずに実位置２５の行き過ぎをな
くすることができる。
なお、以下に上記演算の具体的な内容、方法について述
べる。
べる。
第３図は、サンプリング周期をτとして、その（ａ）で
基準位置指令２０．実位置２５および位置偏差入力２６
の各サンプル時点９間隔ごとの値θ１゜〜θＩ４・・・
・・・、θ、。〜θ３．・・・・・・およびＸｏ％Ｘ、
・・・・・・の関係を示し、その（ｂ）で補償要素出力
２７の各サンプル間隔ごとの値Ｙｏ”Ｙ４・・・・・・
を示している。
基準位置指令２０．実位置２５および位置偏差入力２６
の各サンプル時点９間隔ごとの値θ１゜〜θＩ４・・・
・・・、θ、。〜θ３．・・・・・・およびＸｏ％Ｘ、
・・・・・・の関係を示し、その（ｂ）で補償要素出力
２７の各サンプル間隔ごとの値Ｙｏ”Ｙ４・・・・・・
を示している。
第４図は、演算処理装置ＰＲＣにおける上記演算のフロ
ーチャートを示すもので、まず、サンプリング番号ｋ（
０，１，・・・・・・）ごとに、基準位置指令２０の値
θｌｋを算出し、実位置２５の値θ、ｋをとりこみ、そ
の値（θｌｋ−θｐｋ）すなわち位置偏差入力２６の値
Ｘｋｆ：求める。
ーチャートを示すもので、まず、サンプリング番号ｋ（
０，１，・・・・・・）ごとに、基準位置指令２０の値
θｌｋを算出し、実位置２５の値θ、ｋをとりこみ、そ
の値（θｌｋ−θｐｋ）すなわち位置偏差入力２６の値
Ｘｋｆ：求める。
次に、この位置偏差入力２６の値Ｘｋに従って前式（７
）による補償演算を行い、その補償要素出力２７の値ｙ
ｋを求めてホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３へ出力
せしめる。
）による補償演算を行い、その補償要素出力２７の値ｙ
ｋを求めてホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３へ出力
せしめる。
最後に、以後の演算準備等のために上記位置偏差入力値
ｘｋ、ｋＩ要素出力値ｙｋの蓄積をした後、次サンプリ
ング時点を待って当該時点到来で次の演算処理を再開す
る。
ｘｋ、ｋＩ要素出力値ｙｋの蓄積をした後、次サンプリ
ング時点を待って当該時点到来で次の演算処理を再開す
る。
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、速度制
御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる非
線形性とを補償することができるので、追従位置誤差を
増大させずに実位置の行き過ぎをなくシ、ロボットなど
の位置制御系の信頼性向上、高速化、安定化に顕著な効
果が得られる。
御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる非
線形性とを補償することができるので、追従位置誤差を
増大させずに実位置の行き過ぎをなくシ、ロボットなど
の位置制御系の信頼性向上、高速化、安定化に顕著な効
果が得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来の位置制御方式の一例のブロック線図、
第２図は、本発明に係るディジタル位置側−御方式の一
実施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート
、第４図は、同制御・処理フローチャートである。 １０・・・ディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢ・・・
サンプラ、１２・・・ホールド回路、１３・・・Ｄ／Ａ
変換器、１４・・・サーボ増幅器、１５・・・アクチュ
エータ、１６・・・負荷、１７・・・速度検出器、１８
・・・積分要素、（ほか１名） 第３ 目 （ｂ） θ で ２τ ｊｒ： 仔 Ｓτ 吟
司芽４−目 １５−
第２図は、本発明に係るディジタル位置側−御方式の一
実施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート
、第４図は、同制御・処理フローチャートである。 １０・・・ディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢ・・・
サンプラ、１２・・・ホールド回路、１３・・・Ｄ／Ａ
変換器、１４・・・サーボ増幅器、１５・・・アクチュ
エータ、１６・・・負荷、１７・・・速度検出器、１８
・・・積分要素、（ほか１名） 第３ 目 （ｂ） θ で ２τ ｊｒ： 仔 Ｓτ 吟
司芽４−目 １５−
Claims (1)
- ■。少なくともサーボ増幅器、アクチュエータ、負荷お
よび速度検出器からなる、振動要素を有するフィードバ
ック制御の速度制御系を含む位置制御系において、その
速度制御系の実速度を積分して得た実位置と所定の基準
位置指令との偏差に対して２次巡回型のディジタル補償
の演算を施して得た速度指令投入を上記速度制御系へ行
うことにより、その振動要素と速度指令投入の非線形性
とを補償し、上記実位置の行き過ぎを防止する位置制御
を行いうるように制御・処理することを特徴とするディ
ジタル位置制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14326182A JPS5933503A (ja) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | デイジタル位置制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14326182A JPS5933503A (ja) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | デイジタル位置制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5933503A true JPS5933503A (ja) | 1984-02-23 |
Family
ID=15334625
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14326182A Pending JPS5933503A (ja) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | デイジタル位置制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5933503A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0253332U (ja) * | 1988-10-13 | 1990-04-17 | ||
| US7680004B2 (en) * | 2001-01-25 | 2010-03-16 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with inverse non-linearity compensation |
-
1982
- 1982-08-20 JP JP14326182A patent/JPS5933503A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0253332U (ja) * | 1988-10-13 | 1990-04-17 | ||
| US7680004B2 (en) * | 2001-01-25 | 2010-03-16 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with inverse non-linearity compensation |
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