JPS5941624B2 - 位相妨害量測定方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、位相シフトキーインク変調を使用するデータ
伝送装置に係り、特に、同期検波を使用するデータ受信
器により受信される搬送波の初期位相を決定する方法に
関する。

位相シフトキーインク（ＰＳＫ）変調は広く知られてい
る技術であり、その詳細説明は、例えば、１９６５年に
ＭｅｗＹｏｒｋ（１）ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ１１社から発
行されたＲ、Ｗ、ＢｅｎｎｅｔｔおよびＪ、Ｒ、Ｄａ−
ｖｅ躇の゛ＤａをａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ’’とい
う題名の書籍の第１０章に、また１９６８年にＭｃＧ一
Ｒａｗ−Ｈｉｌｌ社から発行されたＲ．Ｗ．Ｌｕｃｋｙ
，Ｊ．Ｓａ］ｚおよびＥ．Ｊ．ＷｅｌｄＯｎＪｒ．著の
ｔゝＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓＯｆＤａｔａＣＯｍｍｕｎｉ
ｃ一ＡｔｉＯｎ”という題名の書籍の第９章になされて
いる。

ＰＳＫ変調技術においては、伝送されるべき一連のビツ
トは、まず、各記号が一般に２の累乗に等しい離散値を
とる一連の記号に変換される。これらの記号は、搬送波
を使用して各記号を直前の記号の位相に関し所与量位相
シフトしたものに対応させることにより、Ｔ秒の間隔を
有するいわゆる信号時刻において一度に１つずつ伝送さ
れる。これらの位相変化により変調された搬送波は伝送
チヤンネルの入力端に印加される。チヤンネルの出力端
に接続されている受信器は信号時刻において受信された
搬送波を検査し、伝送されたデータを検出する。ＰＳＫ
信号の同期検波は広く使用されている技術であり、その
詳細な説明は、例えば前に引用した２つの書籍中になさ
れている。簡単にいえば、同期検波には、受信された変
調を受けた搬送波の位相を局部位相基準と比較して測定
することが含まれている。データ検出装置により解決さ
れるべき主問題の１つは伝送チヤンネルによりもたらさ
れる減損に基づくもので、これは受信信号の位相を変化
させてしまう。これら減損のうちで位相妨害（Ｐｈａｓ
ｅｉｎｔｅｒｃｅｐｔ）はデータ挾出装置の初期状態を
設定する上において重要な役割をもつている。位相妨害
については、例えば、１９７４年７月に発行されたＢｅ
ｌｌＳｙｓｔｅｍＤ；：ＩｔａＣＯｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ＯｎｓＴｅｃｈｎｉｃａｌＲｅ一Ｆｅｒｅｎｃｅ，ＰＵ
Ｂ４ｌＯＯ８の″ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉＯｎＰａｒａｍ
ｅｔｅｒｓＡｆｆｅｃｔｉｎｇＶＯｉｃｅｂａｎｄＴｒ
−ＡｎｓｍｉｓｓｉＯｎＤｅｓｃｒｉｐｔｉＯｎＯｆＰ
ａｒａｍｅｔ−Ｅｒｓ゛という題名の刊行物に説明され
ている。簡単にいえば、位相妨害は、伝送チヤンネルの
位相一周波数特件の非直線性に基づくもので、受信信号
の位相をシフトさせる。データが正確に検出されるため
には、位相シフトを考慮に入れなければならない。受信
された搬送波の位相はデータを示す項を含むほか、位相
妨害による位相シフト分を含む。受信搬送波の位相と基
準位相との比較によりデータを得るためには、局部基準
位相が同一位相を示さなければならない。特開昭５１−
１４９７４３号（特公昭５６−６７２９号）公報は位相
妨害（位相インターセプト）の物理的意義について説明
し、位相妨害の影響を除去する装置を開示している。こ
の装置はフエーズ・ロツクド・ループを使用して定常状
態における位相妨害の影響を効果的に除去しているが、
すべてのフエーズ・ロツクド・ループ装置がこの状態に
達するのに比較的時間がかかる。したがつて、データ伝
送が開始される前にできるだけ速くループを初期状態に
設定する装置の出現が望まれている。従つて、本発明の
目的は、位相妨害量を求める方法を提供して、ＰＳＫ変
調を使用する伝送装置を速やかに初期状態に設定するこ
とにある。

本発明のこの目的および他の目的は、伝送チヤンネルの
エンベロープ遅延特性のスロープを測定し且つこれによ
り位相妨害量を導出するような方法を使用することによ
り達成される。本発明の方法によれば、周波数スペクト
ラムが周波数Ｆ。

．ｆ，およびＦ２における３つの線（Ｒａｙ）を含むよ
うな測定信号が伝送チヤンネルに送られる。ただし、Ｆ
Ｏは搬送波周波数ｆ１およびＦ２はｆ１＝ＦＯ−１／２
Ｔ．ｆ２＝ＦＯ＋１／２Ｔにより定められる値である。
なお、１／Ｔは信号化率である。チヤンネルの出力端に
おいて、周波数Ｆ。．ｆｌおよびＦ２における３つの成
分が受信測定信号から抽出され、これら３つの成分の曖
時位相ψ。、ψ１およびψ２が測定される。エンベロー
プ遅延特性のスロープＳの値は次の関係式により求めら
れる。Ｓ−？（２ψｏ−ψ１−ψ２−２φｏ゛＋φ１゛
十爲゛）２．（Ｆ２−Ｆ，） １２０１ここで
、φｏ′、φ，′およびφ２′はチヤンネルに送られる
測定信号の周波数スペクトラムの周波数Ｆ。

、ｆ１およびＦ２における３つの線の位相である。所与
のカツプリング位相φ，に対する位相妨害量φ１はφ１
−Φｏ−ＫＳ なる関係式により求められる。

ここで、Φｏは時Ｔ刻 ｔ −一φ８ Ｓ２π Ｓ において受信された周波数Ｆ。

の成分の位相であり、ＫはＯと１の間の値をとる比例定
数Ｓはミリ秒の単位であられされるスロープである。

本発明の別の態様によれは、搬送波の位相を所定の信号
化率で（＋π／２）および（一π／２）ラジアンだけ連
続的に変化させることにより測定信号が発生される。

本発明の上記目的および他の目的、特徴および利点は、
添付図面に示された本発明の好ましい実施例に関する以
下の詳細な説明から明らかとなろつ。

第１図には、３００乃至３４００Ｈｚの音声帯域伝送チ
ヤンネルの典型的エンベローブ遅延特性が示されている
。

曲縁は、周波数１５００Ｈｚのエンベローブ遅延を基準
としてこれに対する各種周波数における相対的エンベロ
ーブ遅延を表わしている。この曲線における点Ａ（５Ｂ
は、周波数Ｆ，＝１２００ＨｚとＦ２＝２４００Ｈｚに
おけるエンベローブ遅延を示し、点Ｈは、周波数Ｆ２＝
２４００Ｈｚの軸に対して垂直に点Ａを投影した点であ
る。，エンベロープ遅延特性はそのスロープにより決定
される。このスロープは図では線分ＢＨにより示されて
いる。周波数ｆ１とＦ２は伝送チヤンネルの有効帯域幅
の上限値と下限値になるように選択される。これらの周
波数は、一般に、伝送された信二号の振幅一周波数特性
において−６ｄＢまたは−３ｄＢの減衰が得られるよう
な周波数である。本発明による位相妨害量を決定する方
法の第１過程は、エンベロープ遅延特性のスロープを測
定することである。これを行うために、周波数スペンタ
トラムが周波数Ｆ。．ｆ，およびＦ２の３つの線（Ｒａ
ｙ）から構成される測定信号が伝送チヤンネルを通して
送られる。ここで、周波数Ｆ。は搬送周波数、周波数ｆ
１とＦ２はｆ１＝ＦＯ−１／２Ｔｆ２＝ＦＯ＋１／２Ｔ
こにより定められるものである。

ただし、１／Ｔは信号化率である。スロープ測定がＰＳ
Ｋ変調を使用するデータ伝送装置に未：いて行われる場
合には、上述のように定められた測定信号は、搬送波の
位相を信号化率Ｊ１／Ｔで（＋π／２）ラジアンおよび
（−π／２）ラジアンだけ変化させることによつて有効
に発生させられる。

このようにして得られた信号が３つの線からなるスペク
トラムを示し、その１つの線が搬送波周波数Ｆ。であり
、他の２つがそれぞれ ・ｆ１＝ＦＯ−１／２Ｔ，．ｆ
２＝ＦＯ＋１／２Ｔである。このことを数学的に証明す
ると次のようになる。変調前のデータ・ストリーム信号
の周波数スペクトラムはこの信号のデイスクリート・フ
ーリエ変換を計算することにより求めることができる。
このデイスクリートフーリエ変換は次のように表現でき
る。！！ ここで使用する信号の場合 である。

式（ａ）は次のようになる。分布理論を使用すると、式
（ｄ）は次のようになる。

式（ｇ）は変調前のデータ・ストリーム信号が？Ｔの整
数倍の周波数に複数の線を有することを示す。上述のよ
うなデータ・ストリーム信号を周波数Ｆ。の搬送波で変
調すると、ＦＯに１／２Ｔの整数倍を加えた周波数と、
ＦＯから１／２Ｔの整数倍を差し引いて周波数と、周波
数Ｆ。にそれぞれ線を有するスペタトラムをもつた信号
が得られる。この信号をろ波すれば、上述のＦ。．ｆｌ
及びＦ２に線があるスペクトラムをもつた信号を発生で
きる。第２図には、本発明を取り入れたＰＳＫ送信器の
簡略化されたプロツク図が示されている。第２図に示さ
れた送信器は、測定信号発生器３を除いて、ＰＳＫ変調
を使用する同期データ伝送装置のための一般的送信器で
ある。この送信器は、データ源１、コータ２、測定信号
発生器３、一対の２位置スイツチ４と５、２つの低域通
過フイルタ６と７、２つの変調器８と９、発振器１０、
９『位相変換器１１および総和装置１２を具備している
。データ源１はコータ２の入力端に接続され、コータ２
の出力端はライン１３と１４を介してそれぞれスイツチ
４と５の位置Ａに接続されている。測定信号発生器３の
２つの出力端はそれぞれライン１５と１６を介してスイ
ツチ４と５の位置Ａに接続されている。スイツチ４と５
の出力端はそれぞれ２つの同一構成の低域通過フイルタ
６と７の入力端に接続されている。２つの低域通過フイ
ルタの出力端はそれぞれ変調器８と９の入力端に接続さ
れている。

変調器８の他の入力端は発振器１０の出力端に直接接続
されている。変調器９の他の入力端は９『位相変換器１
１を介して発振器１０の出力端に接続されている。変調
器８と９の出力端はそれぞれ総和装置１２の（ト）と（
へ）の入力端に接続され、総和装置１２の出力端は伝送
チヤンネルの入力端に接続されている。データモード動
作においては、すなわち装置がデータを伝送するときに
は、スイツチ４と５がともに位置Ａにセツトされる。

データ源１により供給される伝送されるべきデータビツ
トは、コータ２において２つの一連の記号に変換される
。ポ一（Ｂａｕｄ）で表現される信号化率１／Ｔにより
決定される各信号化時刻において、２つの一連の記号は
それぞれフイルタ４と５を介してフイルタ６と７に与え
られる。一対の記号は伝送されるべき信号の直角座標に
おける同相成分と直角成分を示す。信号の同相成分と直
角成分はそれぞれライン１３と１４から得ることができ
る。各信号成分は、振幅が成分の値に関係するようなパ
ルスの形をとる。同相成分および直角成分に相当するパ
ルスはフイルタ６と７に印加され、フイルタ６と７はこ
れらのパルスをその形が伝送により適している一対のい
わゆるベースバンド信号要素に変換する。このようにし
て得られた信号要素は、それぞれ変調器８と９により゛
同相゜゛搬送波ど直角”搬送波を変調するのに使用され
る。同相搬送波は発振器１０により直接供給され、直角
搬送波は、９０”位相変換器１１を用いて、発振器１０
により供給された同相搬送波の位相を９『変化させるこ
とにより得られる。変調器８と９の出力端から得られる
変調された信号は総和装置１２において組合わされ、伝
送チヤンネルの入力端に印加される。スロープを測定す
るために、伝送搬送波は、（＋π／２）ラジアンおよび
（−π／２）ラジアンだけ連続的に位相が変化させられ
、測定信号が得られる。第２図に示された例では、測定
信号は、搬送波の位相を連続的にＯおよび（＋π／２）
に繰り返し変化させることにより得られる。位相がＯ、
π／２、０、π／２、Ｏ、π／２、Ｏ、π／２・・・で
ある搬送波を伝送することは、位相変化が（−π／２）
、（−π／２）、（＋π／２）、（−π／２）・・・・
・・である搬送波を伝送することに等しいことを認識さ
れたい。第２図の装置においては、搬送波の位相をＯに
するために、同相成分および直角成分がそれぞれ″１゛
および゛０”に等しい信号が伝送され、搬送波の位相を
π／２にするために、同相成分および直角成分がそれぞ
れ″Ｏ゛および゛１１に等しい信号が伝送される（第３
図参照）。再び、第２図を参照するに、測定モードの動
作においては、スイツチ４と５はともに位置Ｂにセツト
され、測定信号発生器３は、ライン１５に一連の信号Ｘ
：１０１０１０１０１・・・・・・を上記信号化率で発
生し、ライン１６に一連の信号Ｙ：０１０１０１０１０
・・・・・・を上記信号速度で発生する。これら２つの
一連の信号は、一連の信号１０１０１０１０・・・・・
・を記憶し且つ第２図に示すようにその第１段と第２段
がそれぞれライン１５と１６に接続されている単一のシ
フトレジスタから得ることができる。一連の信号ＸとＹ
をライン１５と１６に印加することにより、同相成分お
よび直角成分が（１、０）、（０、１）、（１、Ｏ）、
（０、１）、・・・・・・に等しい記号の伝送を行うこ
とができる。すなわち、上述したように、（＋π／２）
ラジアンおよび（−π／２）ラジアンの連続した位相変
化を示す搬送波の伝送を行うことができる。第４図は本
発明を取入れたデータ受信器を示すプロツク図である。

ライン２０を介して伝送チヤンネルから受ける信号は、
信号エネルギーを標準的なものにする自動利得制御（Ａ
ＧＣ）回路（２１）に入力される。ＡＧＣ回路２１の出
力は設定帯域外の雑音を除去する帯域通過フイルタ２２
に入力される。フイルタ２２の出力は１組のアナログ固
定等化器（ＡｎａｌＯｇｆｉｘｅｄｅｑｕａｌｉｚｅｒ
）に並列に印加される。説明を簡単明瞭にするために、
図には３つの等化器ＥＱＺｌ、ＥＱＺ２、ＥＱＺ３しか
示されていない。アナログ固定等化器は周知の装置であ
り、例えば特開昭４７−１４１５号公報に説明されてい
る。等化器ＥＱＺｌ乃至ＥＱＺ３の出力端はそれぞれ４
位置スイツチ２３の位置Ｄはフイルタ２２の出力端に直
接接続されている。スイツチ２３の出力端はサンプリン
グ装置５３の入力端に接続され、サンプリング装置の出
力端はアナログーデイジタル（Ａ／Ｄ）変換器２４の入
力端に接続されている。変換器２４の出力端はデイジタ
ル・ビルパート変換器（ＤｉｇｉｔａＩＨｉｌｂｅｒｔ
ｔｒａｎｓｆＯｒｍｅｒ）２５の入力端に接続されてい
る。ビルパート変換器は入力信号の同相分と、直角分を
供給するものである。このような装置のデイジタル化さ
れた実施例は、例えば１９７２年に発行された、Ｄｉｇ
ｉｔａＩＳｉｇｎａｌＰｒＯｃｅｓｓ−Ｉｎｇ，．ＩＥ
ＥＥＰｒｅｓｓＯＬ．Ｒ．ＲＯｂｉｎｅｒとＣ．Ｍ．Ｒ
ａｄｅｒ著の″ＴｈｅＯｒｙａｎｄＩｍｐｌｅｍｅｎｔ
ａ一ＴｉＯｎＯｆｔｈｅＤｉｓｃｒｅｔｅＨｉｌｂｅｒ
ｔＴｒａｎ一ＳｆＯｒｍ゛という題名の論文に説明され
ている。ビルパート変換器２５の２つの出力端はそれぞ
れライン２６と２７を介して一対の２位置スイツチ？と
２９の共通入力端に接続されている。２位置スイツチ２
８と２９の位置Ａはそれぞれデイジタル位相検出器３０
の入力端に接続されており、位相検出器３０の出力端は
ライン３１を介してデータ検出装置３２の入力端に接続
されている。

デイジタル位相検出器に関する詳細な説明は特開昭４８
ー７１５５７になされている。また、データ検出装置の
適当な実施例は特開昭５１−１４９７４３号（特公昭５
６−６７２９号）公報に示されている。スイツチ２８と
２９位置Ｂはそれぞれライン３３と３４を介して２つの
同一構成のフイルタあと３６の入力端に接続されている
。フイルタ３５と３６については後に第５図を参照して
説明する。．フイルタ３５の３つの出力端はそれぞれラ
イン３７、３８および３９を介してバツフア４０の入力
端に接続されている。バツフア４０については後に第６
図を参照して説明する。フイルタ３６の３つの出力端も
またそれぞれライン４１、４２および４３３を介してバ
ツフア４０の入力端に接続されている。バツフア４０の
２つの出力端はそれぞれライン４４と４５を介してデイ
ジタル位相検出器４６の入力端に接続されている。位相
検出器４６は検出器３０と同一構成のものである。検出
器４６の出力端は・ライン４７を介してスロープ演算装
置４８の入力端に接続されている。スロープ演算装置４
８の一方の出力端はライン４９を介して比較選択装置５
０の入力端に接続されている。比較選択装置５０はライ
ン５２を介してスイツチ２３の動作を制御するものであ
る。スロープ演算装置４８の別の４つの出力端はライン
５１，５４、５５および５６を介して位相妨害量演算装
置５７の入力端に接続されている。演算装置５７の出力
はデータ検出装置３２に印加されるようになつている。
データ検出装置３２については後に第１０図を参照して
説明する。デイジタルフエーズロツクド発振器５９は演
算装置５７から位相調整信号を受けて、位相を制御する
ことが可能なサンプリング信号を信号化率レＴで供給す
る。この種の発振器のアナログ形またはデイジタル形回
路はこの分野において周知である。デイジタルフエーズ
ロツクド発振器は、一般に高周波正弦波を発生する水晶
発振器を具備している。水晶発振器から発生される正弦
波信号は矩形波信号に変換され、これにより得られるパ
ルスは一連の分周器に印加され、これら分周器は所望周
波数の信号を供給する。分周比を変化させることにより
、発振器により供給されるパルスの位相を変化させるこ
とができる。この変化は調整信号により制御される。デ
ータモードの動作においては、スイツチ２８と２９はと
もに位置Ａにセツトされる。

適当な等化器例えばＥＱＺｌが選択され、スイツチ２３
が位置Ａにセツトされているものとすると、伝送チヤン
ネルから受けるデータ信号はＡＧＣ回路２１、帯域通過
フイルタ２２および等化器ＥＱＺｌを通る。ＥＱＺｌの
出力信号は信号化率１／Ｔでサンプリングされ、Ａ／Ｄ
変換器２４においてデイジタル信号に変換される。変換
器２４の出力はビルパート変換器２５に供給され、変換
器２５はライン２６と２７にそれぞれ入力信号の同相成
分と直角成分を出力する。位相検出器３０はこれらの成
分から受信信号の位相を求め、データ検出装置３２はこ
のようにして求められた位相から受信データを導出する
。測定モードの動作において、送信器（第２図）は、搬
送波の位相を（＋π／２）ラジアンおよび（−π／２）
ラジアンだけ所定の信号化率で連続的に変化させること
により測定信号を発生させる。

この信号のスペクトラムは３つの線からなつており、そ
の１つは搬送周波数Ｆ。であり、残りの２つは次のよう
に定められる周波数ｆ１とＦ２である。ｆ１＝ＦＯ−１
／２Ｔ．．ｆ２二Ｆ。＋１／２Ｔただし、１／Ｔは信号
化率である。従つて、伝送されるべき測定信号は、周波
数がそれぞれＦ。

．ｆ，およびＦ２の３つの正弦波を重畳することにより
得ることができる。これら３つの正弦波は次のように簡
単な形で表現することができる。π π
π ここで、−ーヌ←および＋ｌま搬送波の位相がＡＡＡ］
］ＪＬ 変化することにより生じる上記３つの正弦波の位相であ
る。

周波数Ｆ。の正弦波に位相−π／４が含まれることは、
式（ロ））においてｆ＝Ｏとおくと１−ｊとなることか
ら明らかであろう。また、周波数Ｆ，及びＦ２の正弦波
にそれぞれ位相π／４及び一π／４が含まれることは、
式（ｅ）においてｆ＝±１／２Ｔとおくと１＋ｊとなる
ことから明らかであろう。受信器の入力において得られ
る測定信号は次のように示される３つの重畳された正弦
波の形をとる。ここで、φｏ、φ，およびφ２は伝送チ
ヤンネルによりもたらされる位相変化を示す。

関係（２）を次のように表わして正弦波Ｆ。．Ｆｌおよ
びＦ３の曖時位相ψｏ、φ１およびψ２を得ておくこと
が便利である。なる関係がある。第１図に示されたエン
ベロープ遅延特性のスカープはのように書くことができ
る。

ここで、τ（Ｆ，）およびτ（Ｆ２）はそれぞれ周波数
Ｆ，およびＦ２におけるエンベロープ遅延を示す。エン
ベロープ遅延特性が２次曲線であるとすると、エンベロ
ープ遅延τ（ｆ）は次のように表現できる。

関係式（６）と（４）を組合わせると、 スロープＳは ＼−乙 −！′ のように書き直すことができる。

実際に、次のように定義される量θを知つておけば多く
の用途に対して十分である。

これは関係式（７）を用いて次のように書くことができ
る。

θ＝π＋２ψｏ−ψ１−ψ２ ・・・・・
・（９）これはスロープＳを示す。

関係式（６）．（７）および（９）は時間に無関係であ
ることに留意されたい。第４図に示された受信器は関係
式（４）を用いてスロープＳを決定するものである。第
４図を再び参照するに、測定モードの動作においては、
スイツチ２８と２９はともに位置Ｂにセツトされ、スイ
ツチ２３ははじめ位置Ｄにセツトされる。

ライン２０を介して受信される測定信号は、ＡＧＣ回路
２１，フイルタ２２、スイツチ２３（位置Ｄにセツトさ
れている）およびサンプリング装置５３を介して伝送さ
れ、Ａ／Ｄ変換器２４においてデイジタル信号に変換さ
れる。Ａ／Ｄ変換器２４の出力は、ビルパート変換器２
５に供給され、変換器２５はライン２６と２７にそれぞ
れ受信信号の同相成分と直角成分を出力する。同相成分
はスイツチ２８（位置Ｂにセツトされている）とライン
３３を介してフイルタ３５に入力される。フイルタ３５
は、第５図に例示された実施例では、それぞれ中心周波
数がＦ。．ｆｌおよびＦ２の３つのフイルタ要素からな
つている。フイルタ３５は、受信信号の同相成分からそ
の信号の周波数Ｆ。．ｆｌおよびＦ２の成分と同相の成
分を抜き出す。受信信号の周波数Ｆ。．ｆｌおよびＦ２
の成分は前に定義したように正弦波Ｆ。．ＦｌおよびＦ
２である。信号Ｆ。，ＦｌおよびＦ２の同相成分ＣＯｓ
ψｏ、ＣＯｓψ１およびＣＯｓψ２はそれぞれフィルタ
３５の出力ライン３７、３８および３９から得られる。
ライン２７において受信された信号の直角成分はスイツ
チ２９（位置Ｂにセツトされている）およびライン３４
を介してフイルタ３６に入力される。フイルタ３６はフ
イルタ３５と同一構成のものである。信号Ｆ。．Ｆｌお
よびＦ２の直角成分Ｓｉｎ（１）。、Ｓｉｎψ１および
Ｓｉｎψ２はそれぞれフイルタ３６の出力ライン４１，
４２および４３から得られる。信号Ｆ。．ＦｌおよびＦ
２の同相成分および直角成分がバツフア４０に印加され
、ここでレジスタに一時記憶された後、次のように対を
なして連続的に相検出器４６に入力される。すなわち、
バツフア４０はライン４４と４５にそれぞれ、成分ＣＯ
ｓψｏとＳｉｎψｏ、次いで成分ＣＯｓψ１とＳｉｎψ
１、最後にＣＯｓψ２とＳｉｎψ２を供給する。位相検
出器４６は、成分ＣＯＳ（１）。（５ｓｉｎ（ＰＯから
、曖時位相値ψ。を、成分ＣＯｓψ１とＳｉｎψ１から
位相曖時値ψ１を、成分ＣＯｓψ２とＳｉｎψ２から位
相曖時値ψ２をそれぞれ導出する。位相検出器４６はあ
る角度の正弦値および余弦値を入力として受け、その角
度を発生する一般的装置である。

第４図の受信器は２つの位相検出器３０と４６を含むも
のとして示されているが、これは説明を明確にするため
にこのように描かれただけであつて、実際の受信器は、
測定モードの動作においては検出器４６として使用され
データモードにおいては検出器３０として使用される１
つの位相検出器を具備するだけでよい。位相ψ。

、ψ１およびψ２はスローブ演算装置４８に連続的に入
力される。演算装置４８は、以下に再び示された関係式
（７）に応じてエンベロープ遅延特性のスロープＳを演
算する。スロープＳのデイジタル値は演算装置４８の出
力ライン５１において得ることができる。

このようにスロープＳの値が得られると、この値から適
当な固定等化器を自動的に選択することができることが
わかる。

説明の初めの部分で述べたように、電話会社が、所与の
特性のラインのエンベロープ遅延特性が得られるプロフ
イールを提供している。例えば、ＣＣＩＴＴは無条件ラ
イン（ＵｎｃＯｎｄｉｔｉＯｎｅｄｌｉｎｅ）に対して
１．７ｍｓのスロープ範囲を推選している。適当な等化
器を選択するために、スロープ範囲はＮ個の間隔に分割
され、これら間隔のそれぞれに１つの固定等化器があて
がわれる。使用されるラインのスロープが測定され、測
定されたスロープを含む間隔がこれに関係する固定等化
器とともに選択される。再び第４図を参照するに、例え
ばＳ。およびＳ３等の極限値により決定されるスロープ
範囲は３つの間隔１１およびに分割され、これらはそれ
ぞれ極限スロープ値Ｓ。−Ｓ，、Ｓ，−Ｓ２およびＳ２
−Ｓ３により決定される。測定されたスロープＳがその
間隔に含まれるのかを決定するために、測定されたスロ
ープと間隔を決定するスロープ値Ｓ。．ＳｌおよびＳ３
とを比較することが必要である。適当な ５等化器を選
択するために関係式（８）と（９）により定義される量
θを使用することがより便利であることがわかつた関係
式（９）により、 π
１θｉ＝−（Ｆ２−ｆ１）Ｓ，（，＝Ｏ、１、２お
よび３）・・・・・・００）と書くことができる。

測定されたスロープと値Ｓ。

，．Ｓｌ、Ｓ２およびＳ３と比較するかわりに、測定さ
れた量θが関係１式００）により定義されるθ。、θ１
、θ２およびθ３と比較される。第４図において，θの
測定値は演算装置４８の出力ライン４９において得られ
、これは、比較選択装置５０に印加される。

比較選択装置５０の実乏施例は第８図に示されている。
比較選択装置５０は、ライン４９に得られるθと、θｏ
、θ１、θ２およびθ３とを比較し、θの測定値がθ。
とθ１との間、θ，とθ２との間、またはθ２とθ３の
間にあるかどうかに応じてスイツチ２３を位置Ａ．Ｂま
た冫はＣにセツトする。次に、位相妨害量を決定する方
法を説明する。

上述したように、受信測定信号は信号化率１／Ｔで標本
化される。しかし、位相妨害量はサンプリング信号の位
相により、すなわちサンプリングをｊ制御するクロツク
信号の位相により変化する。従つて、位相妨害量は所与
のサンプリング信号位相の値に対してのみ決定される。
時刻ｔ＝Ｏにおいて曖時位相ψ。、ψ，およびψ２が測
定されたとする。すなわち、サンプリング信号の位相が
零であるとする。位相φ。はｔ＝０において受信された
搬送波の位相妨害量を示す。そして、データ伝送のため
にサンプリング信号位相が値φ，に調整されたとすると
、所与のサンプリング信号位相φ８に対する位相妨害量
を決定する必要がある。サンプリング信号位相をＯから
φ８に変化させることは、サンプリング時刻を次のよう
に定められる量Ｔｓだけ遅延させることに等しい。時刻
ｔ＝Ｔ８において受信される搬送波の位相Φ。

は（一般に周波数ｆの正弦波の時点ｔにおける位相が２
πＦｔに時点ｔ＝ｏの位相を加えたものに等しいのと同
様に）とあられされる。

式（自）は搬送波の周波数Ｆ。

に関しての位相妨害量であるが、信号が伝送される周波
数帯域全体（すなわち周波数ｆ１乃至Ｆ２の領域）に対
して一律に適用できる値をその伝送チヤネルの位相妨害
量φ１と定めるのが便利である。実１験の結果、位相妨
害量φ１は次式であられされることが判明した。φ１＝
Φｏ−ＫＳここで、スロープＳはミリ秒の単位であられ
され、Ｋはその値がＯと１の間の値をとる比例定数であ
る。

Ｋ＝０，３２７という値が非常に良好な結果をもたらす
ことが実験的に判明したので、以後、この値を使用する
ものとする。

このようにすると、位相妨害量はφ，＝Φｏ−０．３２
７Ｓ・・・・・・（自）とあられすことができる。

ここで、Ｓはミリ秒の単位であられされるスロープであ
る。関係式（自）を用いることにより、関係式（自）は
次のようにあられすことができる。

φ，二２πＦＯｔ８＋φｏ−０．３２７Ｓ・・・・・・
（自）位相妨害量φ，はまたｔ＝０において測定された
位相の関数としてあられすことができる。

関係式（４）においてｔ＝ｏとするととなり、関係式（
自）もまた、 とあられされる。

伝送されてきた信号のサンプリング時刻を定める受信ク
ロツクを送信クロツクに同期させる必要があるが、この
実施例では特開昭５２−４１５４号（特公昭５６−３６
６２４号）公報に記載された同期化技術を採用する。

この技術によれば、受信信号のサンプリング時刻を定め
る位相ロツク発生器の位相を調整するための位相差（φ
１−φ２）が発生される。従つて、関係式（自）は、と
なり、また、関係式（４）により ４，Ｌ となる。

関係式（代）に式（代）のＴｓの値を代入することによ
り、再び第４図を参照するに、スロープ演算装置蔀の出
力端すなわちライン５１．５４、５５および５６におい
て得られるスロープＳおよび位相ψ。

、ψ１およびψ２の値は位相妨害量演算装置５７に入力
され、演算装置５７は関係式（自）に基づいて位相妨害
量φ１を演算する。（！）ｉの演算値はライン５８を介
してデータ検出装置３２に与えられる。データ検出装置
３２の動作については後に第１０図を参照して説明する
。フエーズロツクド発振器５９は演算装置５７（第９図
）から差ψ１−ψ２を位相調整信号として受ける。こう
して、発振器５９は位相φ，＝φ１−（／）２を示すサ
ンプリング信号を信号化率１／Ｔで発生し、データ伝送
のためにサンプリング装置５３を制御する。次に、第４
図の受信器においてフイルタ３５または３６として使用
されることのできるデイジタルフイルタの概略構成を第
５図を参照して説明する。

第５図に示されたフイルタの入力および出力ラインに付
された参照番号は、フイルタ３５に関するものであり、
かつこで囲まれた参照番号はフイルタ３６に関するもの
である。受信された信号のうち同相成分はライン３３（
第４図）を介して３つの遅延要素６０、６１および６２
からなる遅延線に入力される。遅延要素６０、６１およ
び６２はそれぞれＴ／２秒ずつ遅延を生じさせるもので
ある。ライン３３の入力信号は減算器６３において遅延
要素６１の出力信号から減算され、減算器６３はライン
３７に信号Ｆ。の同相成分を出力する。ライン３３の入
力信号はまた加算器６４において遅延要素の出力信号に
加算される。遅延要素６０の出力信号は加算器６５にお
いて遅延要素６２の出力信号に加算される。加算器６５
の出力信号は減算器６６において加算器６４の出力信号
から減算され、減算器６６はライン３８に信号｝′１の
同相成分を出力する。加算器６４と６５の出力信号は加
算器６７において加算され、加算器６７はライン３９に
信号Ｆ２の同相成分を出力する。第５図に示されたフイ
ルタがフイルタ３６として使用されると、ライン３４に
は受信信号の直角成分が出力され、ライン４１、４２お
よび４３に信号Ｆ。、Ｆ１およびＦ２の直角成分がそれ
ぞれ出力される。第６図は第４図において全体として１
つの長方形状のプロツクとして示されたバツフア４０の
デイジタル的実施例を示す。ライン３７、３８および３
９においてそれぞれ得られる信号Ｆ。．ＦｌおよびＦ２
の同相成分がレジスタ７０、７１および７２に記憶され
、ライン４１，４２および４３においてそれぞれ得られ
る信号Ｆ。．Ｆ，およびＦ２の直角成分がレジスタ７３
、７４および７５に記憶される。レジスタ７０、７１お
よび７２の出力端子それぞれ３位置スイツチ７６の位置
Ａ．ＢおよびＣに接続され、３位置スイツチ７６の出力
端がライン４４に接続されている。レジスタ７３、７４
および７５の出力端はそれぞれ３位置スイツチJモVの位
置Ａ．ＢおよびＣに接続され、３位置スイツチJモVの出
力端はライン４５に接続されている。スイツチ７６と７
７は同時に位置Ａ．ＢまたはＣにセツトされる。例えば
双方のスイツチが位置Ａにセツトされると、レジスタ７
０と７３の内容がそれぞれライン４４と４５に印加され
る。位置Ｂ、Ｃについても同様である。第７図は第４図
に全体として１つの四角形状プロツクとして示されたス
ロープ演算装置４８のデイジタル的実施例を示す。

位相検出器４６（第４図）の出力端はライン４７を介し
て３位置スイツチ８０の共通入力端に接続され、スイツ
チ８０の位置Ａ．．ＢおよびＣはそれぞれシフトレジス
タ８１の入力端と２つのレジスタ８２と８３の入力端に
接続されている。検出器４６により順次演算される位相
ψ。、ψ１およびψ２はそれぞれスイツチ８０を介して
レジスタ８Ｌ８２および８３に記憶される。そして、シ
フトレジスタ８１の内容は１ビツト左にシフトされ、こ
の動作の後、レジスタ８１は量２ψｏを記憶する。加算
器８４は、その入力端がレジスタ８２と８３の出力端に
接続され、出力ライン８５に和φ１＋ψ２を出力する。
レジスタ８１から読み出された値２ψｏはライン８６を
介して減算器８７の（ト）入力端に印加され、減算器８
７の←）入力端はライン８５を介して和ψ１＋ψ２を受
ける。減算器８７は量２ψｏ−ψ１−ψ２を出力し、こ
の量は加算器８８によりπなる値が加算される。量θ＝
π＋２ψｏ−ψ１−ψ２は加算器８８の出力ライン４９
において得られる。

このようにして演算されたθなる値は、乗算器８９にお
いてなる量が乗算される。

このように、乗算器３８は、関係式（７）と（８）に従
つてスロープＳの値を出力ライン５１に出力する。シフ
トレジスタ８１の最も左のビツトのみを読み出すことに
より得られる位相ψｏはライン５４に出力される。レジ
スタ８２と８３から読み出される位相ψ，とψ２はそれ
ぞれライン５５と５６に出力さわ，る。第８図は第４図
において四角形状のプロツクとして示された比較選択装
置５０のデイジタル的実施例を示す。

装置４８（第４図）により演算されたθなる値はライン
４９を介して３つの比較器匍、９１および９２のｆ＋−
）入力端に印加される。これら比較器の（へ）入力端は
それぞれθ，、θ２およびθ３なる値を記憶する記憶装
置９３、９４および９５に接続されている。図示された
例においては、比較器９０乃至９２は、それらの（１−
）入力端に印加される信号値がそれらの（へ）入力端に
印加される信号より大きいときに、高レベルになる。比
較器９０の出力端は、等化器ＥＱＺ３選択ライン９６を
介してスイツチ制御装置９７の入力端に接続されている
。比較器９１の出力は２入力アンドゲート９８の入力端
に印加さわ、一方、アンドゲート９８の他の入力端はイ
ンバータ９９により反転された比較器９０の出力を受け
る。アンドゲート９８の出力端は等化器ＥＱＺ選択ライ
ン１００を介して制御装置９７の入力端に接続されてい
る。比較器９２の出力は２入力アンドゲート１０１の入
力端に印加され、アンドゲート１０１の他の入力端はイ
ンバータ１０２により反転された比較器の出力を受ける
。アンドゲート１０１の出力端は等化器ＥＱＺｌ選択ラ
イン１０３を介して制御装置９７の入力端に接続されて
いる。かかる構成の動作を説明するに、例えばθ１くθ
くθ２ とすると、比較器９０の出力は低レベルであり、これに
よりライン９６は消勢され、また、比較器９１の出力は
低レベルであり、アンドゲート９８が抑止され、これに
よりライン１００が消勢される。

一方、比較器９２の出力は高レベルで、インバータ１０
２の出力もまた高レベルである。従つて、アンドゲート
１０１が付勢され、ＥＱＺＩ選択ライン１０３が付勢さ
れる。制御装置９７は、ライン１０３、１００または９
６が付勢されているか否かに応じてスイツチ２３を位置
Ａ．．ＢまたはＣにセツトする一般的な装置である。第
９図には、位相妨害量演算装置５７のデイジタル的実施
例が示されている。

スロープ演算装置４８の出力ライン５５と５６に得られ
る位札ψ１とψ２はそれぞれ減算器１１０の（１−）お
よび（へ）入力端に印加され、減算器１１０は差（ψ１
−ψ２）を出力する。この差には、乗算器１１１におい
て量Ｆ。Ｔが乗じられ、従つて、乗算器１１１は量Ｆ。
Ｔ（ψ１−ψ２）を供給する。スロープ演算装置４８の
出力ライン５４に得られる位相ψ。は加算器１１２の（
ト）入力端に印加され、加算器１１２の他の（ト）入力
端は量π／４を受ける。乗算器１１１と加算器１１２の
出力は加算器１１３において加算され、加算器１１３は
、量を供給する。

スロープ演算装置４８の出力ライン５１に得られるスロ
ープＳの値は乗算器１１４において量０．３２７が乗算
される。乗算器１１４の出力端は減算器１１５の（へ）
入力端に接続されている。減算器１１５の（ト）入力端
は加算器１１３の出力端に接続されている。減算器１１
５は関係式（自）により決定される位相妨害量φ１を出
力ライン５８に供給する。差（ψ１−ψ２）はまた第４
図の発振器５９に制御信号として印加される。第１０図
には本発明による方法を用いて測定された位相インター
セプトの効果を見積るデータ検出装置３２のデイジタル
的実施例が示されている。

位相検出器３０（第４図）により求められる受信信号の
位相の離散値はライン３１を介して乗算器１２０の入力
端の一方に印加される。乗算器１２０の他の入力端は量
Ｑ／２πを受ける。乗算器１２０の出力端は減算器１２
１の（ト）入力端に接続され、減算器１２１の出力端は
検出器一分離器１２２の入力端に接続され、検出器一分
離器１２２の一方の出力端からデータが得られ、他の出
力端はライン１２３を介して線形フイルタ１２４の入力
端に接続されている。フイルタ１２４の出力端はライン
１２５を介して減算器１２１の（へ）入力端に接続され
ている。フイルタ１２４は、加算器１２６を具備し、加
算器１２６は、その入力端がライン１２３に接続され、
その出力端がＴ秒の遅延を与える遅延要素１２７に接続
されている。遅延要素１２７の出力端は加算器１２６の
他の入力端に接続されるとともに加算器１２８の入力端
に接続されている。加算器１２８の出力端は加算器１２
９の入力端に接続され、加算器１２９の出力端は遅延要
素１３０の入力端に接続されている。遅延要素１３０は
Ｔ秒の遅延を与えるもので、その出力端は加算器１２８
の他の入力端に接続されている。加算器１２９の出力端
もまた乗算器１３１の一方の入力端に接続され、乗算器
１３１の他の入力端は量２（１−α）を受ける。遅延要
素１３０の出力端もまた乗算器１３２の入力端に接続さ
れ、乗算器１３２の他の入力端は量（α２−１）を受け
る。乗算器１３１と１３２の出力は加算器１３３におい
て加算され、加算器１３３の出力端、すなわちフイルタ
１２４の出力端はライン１２５を介して減算器１２１ｑ
ヨ入力端に接続されている。加算器１２９の他の入力端
は、スイツチ１３４を介してライン５８に接続されてい
る。加算器１２９を除いて。第１０図に示された装置は
、特開昭５１一１４９７４３号（特公昭５６−６７２９
号）公報の第２図及び第４図に関する説明において詳細
に説明されている。データモードの動作においては、ス
イツチ１３４は開放される。

従つて、加算器１２８の出力端が直接遅延要素１３０の
入力端に接続される。この装置は上述の特開昭５１−１
４９７４３号に詳細に説明された態様で動作するので、
この特許出願．を参照されたい。簡単にいえば、受信さ
れた位相にはＱ／２πが乗じられる。ここで、ＱはＰＳ
Ｋ信号が各信号化時点においてとられるいくつかの別個
の離散値である。この乗算の目的は、雑音が無いときさ
らに詳細にいえば位相妨害の無いときに減算器１２１の
入力端に整数に等しい信号Ｙｎを与えることにある。減
算器１２１の←仄力端は、線形フイルタ１２４により供
給されるエラー信号Ｕｎを受ける。フイルタ１２４の伝
達関数Ｗ（ＺＸまである。ただし０くαく１である。減
算器１２１は差（Ｙｎ−Ｕｎ）を出力し、この差は検出
器一分離器１２２に入力される。

この差は、また、ぜｉ五！五−１五−１１ として書くことができる。

ここでＩｎはデータを示す正の整数 Ｆｎは見逃しエラーを示し、Ｏと１の間の値である。

検出器一分離器１２２は、（その実施例が上記特開昭５
１−１４９７４３号の第１図に示されている）データを
示す整数１ｎを供給し、またライン１２３に見逃しエラ
ーＦｎからエラー信号Ｕｎを発・生させる。

測定モードの動作においては、スイツチ２８と２９（第
４図）はともに位置Ｂにセツトされ、第１０図の装置に
はライン３１を介して何の信号も入力されず、またスイ
ツチ１３４は閉成される。

装置５７により演算された位相妨害量φ，はライン５８
を介してフイルタ１２４の初期値として加算器１２９に
入力する。位相妨害量φ１がフイルタ１２４に供給され
ると、スイツチ１３４は開放され、装置はデータモード
で動作することができる。データ・モードの最初の動作
において、スイツチ１３４及び加算器１２９を介して遅
延要素１３０に一単位時間記憶された位相防害量φ，が
加算器１３３を介して減算器１２１に入力され、受信信
号から位相妨害量φ，を除去する。その後は、特関昭５
１−１４９７４３号に開示されているのと同様に位相妨
害量（位相インターセプト）の除去が行われる。上記説
明は、位相妨害量が第４図に示された種類のＰＳＫ受信
器においてどのように使用されるかを述べたものである
。

当業者には、本発明による方法により求められる位相妨
害量は、伝送チヤンネルから受信された信号が局部的に
発生される基準搬送波により復調されるような一般的な
ＰＳＫ受信器において局部基準搬送波の位相を調整する
のに使用することもできることが理解されよう。以上、
スロープＳと位相妨害量φ１を測定する装置を有し、自
動的に固定等化器を選択する伝送装置を第２図乃至第１
０図を参照して説明した。かかる装置においては、３つ
の同期周波数Ｆ。、ｆ１およびＦ２からなる測定信号を
発生するために、搬送波の位相を（＋π／２）と（−π
／２）だけ連続的に変化させている。当業者には、上述
のような測定信号を発生するのに他の装置を使用するこ
とができることが理解されよう。例えば、音声伝送チヤ
ンネルのスロープＳを測定したい場合、ＦＯ＝１８００
Ｈｚ．ｆ１二１２００ＨｚおよびＦ２一２４００Ｈｚに
選択して第１１図に示されるような６００Ｈｚ発振器か
ら測定信号を発生させることができる。第１１図に示さ
れる測定信号発生装置は、６００Ｈｚの発振器１４０と
、この発振器の周波数をそれぞれ２倍、３倍および４倍
する３つの周波数逓倍器１４Ｌ１４２および１４３を具
備７しており、これら周波数逓倍器はそれぞれ１２００
Ｈζ１８００Ｈｚおよび２４００Ｈｚの信号を発生する
ものである。周波数逓倍器１４１乃至１４３の出力は総
和装置１４４において加算される。このようにして、そ
れぞれ周波数がＦ。．ｆｌおよびＦ２の３つの正弦波を
重畳させて測定信号を得ることができる。この場合、一
般的に、３つの正弦波”は次のように簡単な形であられ
すことができる。

ここで、φｏ（φ，（φ２″は伝送された正弦波の位相
である。

搬送波の位相を連続的に（＋π／２）と（−π／２）だ
け変化させることにより発生される測定信号を構成する
３つの正弦波を示す関係式（１）は上記関係式（１）′
の場合にのみ限られるものではない。関係式（１）は位
相φ。″、φ，′およびφ２′に次の値を与えることに
より関係式（１）′から導出される。関係式（１）・に
対して与えられた仮定を用いることにより、関係式（２
）は同様に、関係式（４）は となる。

式（６）と式（４）′とを組合わせることによりスロー
プＳに対する一般式が求められる。

この一般式において、周波数Ｆ。．ｆｌおよびＦ２の３
つの正弦波はそれぞれ位相φ。（φ１′およびφ２′を
有する。関係式（８）により定められる量θは、前述の
ように乙 とあられされるが、関係式（７Ｙを用いてθ＝２ψ。

−ψ１−ψ２−２φ６＋φ誓＋φ６ ・・・（９Ｙとな
る。もちろん、これにより位相妨害量を与える関係式も
修正される。

式（４）′においてｔ＝Ｏとおくことによりφ００ψｏ
−φｏ′ となる。

関係式（代）にφ。

の値を代入することにより、Φｏ＝２πＦＯｔ８＋ψ。
−φｏ゛ ・・・・・・（代）′となる。関係式
（代）もまた φ，＝２πＦＯｔ８＋ψｏ−φｏ′−０．３２７Ｓ・・
・・・・σ叱となる。

ここで、スロープＳの値は、もちろん関係式（７）′に
より求められるものである。サンプリング信号の位相は
値（φ，−φ２）だけ変更（回転）させられる。すなわ
ち、とすると、関係式（４）′により、ｔ＝０において
φ，＝φ，−φ２＝ψ，−ψ２−φ１゛−φ２゛および
を得る。

位相妨害量φ，はφ１＝ＦＯＴ（ψ１−ψ２−φ１″−
φ２゛）＋ψ。

−φｏ″−０．３２７Ｓ・・・・・・０８）′と書くこ
とができる。

関係式（７）′（９）（０５）′および（自）′におけ
る位相φｏ゛、φ１′およびφ２′になる値を与えるこ
とにより、前に使用された関係式（７）、（９）、（自
）および（自）をそれぞれ得ることができる〜 第４図乃至第１０図に示された装置を極くわずか変更す
るだけでスロープＳを求めるのに関係式（７）′を使用
することができることは当業者には明らかであろう。

第７図の演算装置において行われることが必要なすべて
のことは、図に示されたπの値のかわりに適当な順（値
）（−２φｏ″＋φ１″＋φ２゛）を減算器８７の出力
信号に加算することだけである。第７図の装置がこのよ
うに変更されると、第９図の装置は、減算器１１０の出
力端において得られる信号から適当な値（（２）（φ１
゛＋（！）２りを減算するように修正される。

【図面の簡単な説明】

第１図は音声帯域伝送チヤンネルのエンベロープ遅延特
性の典型例を示す説明図、第２図はＰＳＫ変調を使用す
る一般的な送信器を示すプロツク図、第３図は測定信号
を発生するのに使用される信号点を示す説明図、第４図
は本発明を取入れたＰＳＫ受信器を示すプロツク図、第
５図は第４図の受信器に使用されるフイルタ３５と３６
の実施例を示すプロツク図、第６図は第４図の受信器に
使用されるバツフア４０の実施例を示すプロツク図、第
７図は第４図の受信器に使用されるスロープ演算装置４
８の実施例を示すプロツク図、第８図は第４図の受信器
に使用される比較選択装置５０の実施例を示すプロツク
図、第９図は第４図の位相をインターセプト演算装置の
デイジタル的に構成成した実施例を示すプロツク図、第
１０図は第４図のデータ検出装置をデイジタル的に構成
した実施例を示すプロツク図、第１１図は測定信号を発
生する装置の別の実施例を示すプロツク図である。 ３・・・・・・測定信号発生器、８、９・・・・・・変
調器、１０・・・・・・搬送波発振器、１１・・・・・
・９０゜位相変換器、３０・・・・・・位相検出器、３
２・・・・・・データ検出装置、３５、３６・・・・・
・フイルタ、４０・・・・・・バツフア、４６・・・・
・・位相検出器、４８・・・・・・スロープ演算装置、
団・・・・・・比較選択装置、５７・・・・・・位相妨
害測定装置、５９・・・・・・フエーズロツクド発振器
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 伝送チャンネルが伝送信号の位相を変化させる位相
   妨害を生じさせるようなデータ伝送装置において、周波
   数スペクトラムが周波数ｆ＿０、ｆ＿１およびｆ＿２に
   おける３つの線からなる測定信号（ただし、周波数ｆ＿
   ０は搬送周波数、周波数ｆ＿１およびｆ＿２は、ｆ＿１
   ＝ｆ＿０−１／２Ｔ、ｆ＿２＝ｆ＿０＋１／２Ｔであり
   、１／Ｔは信号化率）を伝送チャンネルに送出する過程
   と、前記伝送チャンネルの出力端において受信された測
   定信号から周波数ｆ＿０、ｆ＿１およびｆ＿２の成分を
   抽出する過程と、受信された測定信号の周波数ｆ＿０、
   ｆ＿１およびｆ＿２の成分から曖時位相ψ＿０、ψ＿１
   およびψ＿２を求める過程と、Ｓ＝４／２π（ｆ＿２−
   ｆ＿１）（２ψ＿０−ψ＿１−ψ＿２−２ψ＿０′＋ψ
   ＿１′＋ψ＿２′）なる関係式を用いて（ただし、ψ＿
   ０′、ψ＿１′およびψ＿２′は前記チャンネルに送ら
   れる測定信号のスペクトラムの周波数ｆ＿０、ｆ＿１お
   よびｆ＿２における３つの線の位相である）、前記チャ
   ンネルのエンベローブ遅延特性のスロープＳを演算する
   過程と、ψ＿１＝Φ＿０−Ｋ・Ｓなる関係式（ただし、
   Φ＿０は時刻 Ｔ＿ｓ＝Ｔ／２πψ＿ｓ において受信される周波数ｆ＿０の成分の位相、Ｋは０
   と１の間の値をとる比例定数、Ｓはミリ秒の単位であら
   わしたスロープ、φ＿ｓはサンプリング信号の位相であ
   る）に基づいて所与のサンプリング位相φ＿ｓに対する
   位相妨害量φ＿ｉを演算する過程と、を含むことを特徴
   とする位相妨害量測定方法。 ２ 前記位相Φ＿０を Φ＿０＝２πｆ＿０ｔ＿ｓ＋ψ＿０−φ＿０′なる関係
   式により決定することを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の位相妨害量測定方法。 ３ 前記サンプリング位相φ＿ｓを φ＿ｓ＝ψ＿１−ψ＿２−φ＿１′−φ＿２′なる関係
   式に基づいて決定することを特徴とする特許請求の範囲
   第１項に記載の位相妨害量測定方法。