JPH021409B2 - - Google Patents
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- JPH021409B2 JPH021409B2 JP16153580A JP16153580A JPH021409B2 JP H021409 B2 JPH021409 B2 JP H021409B2 JP 16153580 A JP16153580 A JP 16153580A JP 16153580 A JP16153580 A JP 16153580A JP H021409 B2 JPH021409 B2 JP H021409B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はデイジタル搬送波帯通信において搬
送波再生回路と共に働くトランスバーサル型自動
等化器に関するものである。
送波再生回路と共に働くトランスバーサル型自動
等化器に関するものである。
従来マイクロ波帯の大容量伝送はアナログ伝送
ではFM方式、デイジタル伝送では４相位相変調
方式が実用化されており、この範囲においては伝
送路歪みを受信側で積極的に等化する必要性はな
かつた。
ではFM方式、デイジタル伝送では４相位相変調
方式が実用化されており、この範囲においては伝
送路歪みを受信側で積極的に等化する必要性はな
かつた。
近年大容量FM方式をデイジタル方式に切り換
えようとする動きがあり各所で開発が進められて
いる。その変調方式も同相直交各々４値の情報を
になう16値直交振幅変調方式（QAM）が採用さ
れるに当たり、伝送路歪み、特に選択性フエージ
ングによる強い波形歪みに対する等化が不可欠な
ものとなつた。波形等化用装置としてはトランス
バーサル型自動等化器が一般的であり特性も優れ
ているので将来技術として本命視されている。複
素信号（２次元信号、例えば４相位相変調や
QAM）に対する自動等化器は複素数のタツプウ
エイト（CiR，CiI）を持つことから、同相成分と
直交成分間の相互干渉（「直交干渉」とよぶ）除
去能力とならんで同期検波用の基準搬送波の位相
ずれによる受信信号点の回転をも吸収することが
できる。
えようとする動きがあり各所で開発が進められて
いる。その変調方式も同相直交各々４値の情報を
になう16値直交振幅変調方式（QAM）が採用さ
れるに当たり、伝送路歪み、特に選択性フエージ
ングによる強い波形歪みに対する等化が不可欠な
ものとなつた。波形等化用装置としてはトランス
バーサル型自動等化器が一般的であり特性も優れ
ているので将来技術として本命視されている。複
素信号（２次元信号、例えば４相位相変調や
QAM）に対する自動等化器は複素数のタツプウ
エイト（CiR，CiI）を持つことから、同相成分と
直交成分間の相互干渉（「直交干渉」とよぶ）除
去能力とならんで同期検波用の基準搬送波の位相
ずれによる受信信号点の回転をも吸収することが
できる。
ここで先の基準搬送波再生のために設けられた
位相同期装置に供給する位相差情報を自動等化器
出力と別系列で求めてくる時には問題が起こらな
い。波形歪みを排してより精度よく位相差を検出
するためには自動等化器出力を基に位相制御を行
うことが好ましい。
位相同期装置に供給する位相差情報を自動等化器
出力と別系列で求めてくる時には問題が起こらな
い。波形歪みを排してより精度よく位相差を検出
するためには自動等化器出力を基に位相制御を行
うことが好ましい。
このようなケースの場合、搬送波位相誤差は自
動等化器と位相同期装置の２つで任意の割合で吸
収することになる。もし自動等化器に用いられて
いるタツプの周波数特性があまりよくない場合に
は中央タツウエイトはなるべく直通にすることが
望ましい。（実部１、虚部０）このためには
自動等化器が搬送波の位相差を吸収しないように
工夫する必要がある。もちろん等化能力を犠牲に
することは許されない。
動等化器と位相同期装置の２つで任意の割合で吸
収することになる。もし自動等化器に用いられて
いるタツプの周波数特性があまりよくない場合に
は中央タツウエイトはなるべく直通にすることが
望ましい。（実部１、虚部０）このためには
自動等化器が搬送波の位相差を吸収しないように
工夫する必要がある。もちろん等化能力を犠牲に
することは許されない。
この発明の目的は、等化能力を犠牲にすること
なく、しかも搬送波の位相差は吸収せず、位相同
期装置に優先的に吸収させるべく動作する自動等
化器を提供することにある。
なく、しかも搬送波の位相差は吸収せず、位相同
期装置に優先的に吸収させるべく動作する自動等
化器を提供することにある。
すなわち、この発明は実部CiR、虚部CiIからな
る可変タツプウエイトCiを乗ずる複素掛算器と、
前記タツプウエイトCiを出力タツプウエイト更新
量を入力とし、各タツプ出力の実部、虚部に対応
して設けられる積分器と、前記各タツプ出力に関
する複素掛算器出力と加算器とからなるトランス
バーサル型自動等化器において、前記タツプウエ
イトの虚部の一部に漏洩特性を持たせることを特
徴とするものである。ここで、漏洩特性とは、積
分値が常時一定の割合で減少してゆく特性を意味
している。つまり、入力が零となれば、出力は指
数関数的に減少するような特性である。後述する
第４図の場合には、α＝１の時のみが完全積分型
となり、０＜α＜１のときが漏洩特性となる。通
常の低域通過フイルタはこれに該当する。
る可変タツプウエイトCiを乗ずる複素掛算器と、
前記タツプウエイトCiを出力タツプウエイト更新
量を入力とし、各タツプ出力の実部、虚部に対応
して設けられる積分器と、前記各タツプ出力に関
する複素掛算器出力と加算器とからなるトランス
バーサル型自動等化器において、前記タツプウエ
イトの虚部の一部に漏洩特性を持たせることを特
徴とするものである。ここで、漏洩特性とは、積
分値が常時一定の割合で減少してゆく特性を意味
している。つまり、入力が零となれば、出力は指
数関数的に減少するような特性である。後述する
第４図の場合には、α＝１の時のみが完全積分型
となり、０＜α＜１のときが漏洩特性となる。通
常の低域通過フイルタはこれに該当する。
ここで自動等化器のタツプウエイトの制御アル
ゴリズムとしては米国のベルシステム・テクニカ
ル・ジヤーナルの1965年４月発行の44巻の547頁
から588頁までの“Automatic equalization for
digital communication”と題した論文にあるゼ
ロ・フオーシング法（zero Forcing）が一般的
である。
ゴリズムとしては米国のベルシステム・テクニカ
ル・ジヤーナルの1965年４月発行の44巻の547頁
から588頁までの“Automatic equalization for
digital communication”と題した論文にあるゼ
ロ・フオーシング法（zero Forcing）が一般的
である。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
第１図は自動等化器３０００と同期検波用位相
同期回路２０００とが並列に動作している様子を
示し、端子１０００は搬送波帯信号入力端子、端
子１００１は送信符号推定値出力端子である。自
動等化器３０００において、１，２はパルス発生
周期Ｔに等しい遅延回路、３，４，５は可変複素
タツプ〔その値（ウエイト）をC1，C2，C3とす
る。〕、６は加算器である。１４は自動等化器３０
００にサンプル値を供給するサンプラであり、７
は識別器で自動等化器出力Ｘ（ｔ）から送信符号
X^（ｔ）を推定するものである。
同期回路２０００とが並列に動作している様子を
示し、端子１０００は搬送波帯信号入力端子、端
子１００１は送信符号推定値出力端子である。自
動等化器３０００において、１，２はパルス発生
周期Ｔに等しい遅延回路、３，４，５は可変複素
タツプ〔その値（ウエイト）をC1，C2，C3とす
る。〕、６は加算器である。１４は自動等化器３０
００にサンプル値を供給するサンプラであり、７
は識別器で自動等化器出力Ｘ（ｔ）から送信符号
X^（ｔ）を推定するものである。
同期検波用位相同期回路２０００は、同期検波
を行う掛算回路１３、可変周波数発振器（VCO）
１２、低域波器１１より成つている。
を行う掛算回路１３、可変周波数発振器（VCO）
１２、低域波器１１より成つている。
４０００は先の低域波器１１に位相差を供給
する位相差検出回路で、先の識別器７の入出力を
２つの入力として動作する。８はX^（ｔ）の複素
共役X^*（ｔ）をとるためにその虚部の極性を反転
する複素共役回路、９は複素掛算器、１０は前記
複素掛算器の複素出力の内、虚部のみ抽出する虚
部抽出器である。識別器入力Ｘ（ｔ）がもし歪み
を含んでいないとすれば、Ｘ（ｔ）＝X^（ｔ）・ej〓e
と表わせる。
する位相差検出回路で、先の識別器７の入出力を
２つの入力として動作する。８はX^（ｔ）の複素
共役X^*（ｔ）をとるためにその虚部の極性を反転
する複素共役回路、９は複素掛算器、１０は前記
複素掛算器の複素出力の内、虚部のみ抽出する虚
部抽出器である。識別器入力Ｘ（ｔ）がもし歪み
を含んでいないとすれば、Ｘ（ｔ）＝X^（ｔ）・ej〓e
と表わせる。
ここでθeは基準搬送波の位相差である。
すると虚部抽出器１０の出力ｐは
ｐ＝In｛X^（ｔ）e-j〓e・X^*（ｔ）｝
＝｜X^（ｔ）｜2・sinθe
となる。
今この回路でθeを自動等化器のセンタータツプ
４（第１図）が吸収しているとするとその係数
C2はej〓e・C2＝１にすべく C2＝cos・θe−jsinθe １−jsinθe となつている。この時θeの影響はC2の虚部に大き
く表われていることが分かる。この時位相差検出
器４０００の出力はすでに零になつている。そこ
で今、C2の虚部C2Iの係数が時間と共に零に向か
つてΔθづつ漏洩していく工夫をすると、このΔθ
は今度は位相差検出器４０００の出力に表われる
ので、この位相差は位相同期回路２０００によつ
て吸収されていく。
４（第１図）が吸収しているとするとその係数
C2はej〓e・C2＝１にすべく C2＝cos・θe−jsinθe １−jsinθe となつている。この時θeの影響はC2の虚部に大き
く表われていることが分かる。この時位相差検出
器４０００の出力はすでに零になつている。そこ
で今、C2の虚部C2Iの係数が時間と共に零に向か
つてΔθづつ漏洩していく工夫をすると、このΔθ
は今度は位相差検出器４０００の出力に表われる
ので、この位相差は位相同期回路２０００によつ
て吸収されていく。
このようにして自動等化器が吸収している定常
的な位相差θeは、ついには位相同期回路によつて
のみ吸収されることになりC2＝１となり、セン
タータツプは直通の形で動作できるようになり、
その周波数特性の悪さを露呈することもなくな
る。
的な位相差θeは、ついには位相同期回路によつて
のみ吸収されることになりC2＝１となり、セン
タータツプは直通の形で動作できるようになり、
その周波数特性の悪さを露呈することもなくな
る。
第２図は第１図のセンタータツプ４の現実のモ
デルを表わしたもので複素タツプC2は４０，４
１，４２，４３の４つの実数タツプにより実現さ
れる。ここで信号線８０００，９０００には各々
受信信号の実部、虚部が加えられ、等化後の複素
信号は実部、虚部に分かれて各々６０００，７０
００端子へ出ていく。
デルを表わしたもので複素タツプC2は４０，４
１，４２，４３の４つの実数タツプにより実現さ
れる。ここで信号線８０００，９０００には各々
受信信号の実部、虚部が加えられ、等化後の複素
信号は実部、虚部に分かれて各々６０００，７０
００端子へ出ていく。
遅延回路１，２も実際には１０，１１，２０，
２１の各々２つづつの遅延回路より構成される。
２１の各々２つづつの遅延回路より構成される。
ここでタツプ４０，４１がC2の実部C2Rを表わ
し、タツプ４２，４３がC2の虚部｜CiR｜を表わ
している。
し、タツプ４２，４３がC2の虚部｜CiR｜を表わ
している。
そこでタツプ４２，４３についてその値が徐々
に漏洩していく工夫をすればよいわけである。
に漏洩していく工夫をすればよいわけである。
第３図は普通の可変タツプの実施例であり、掛
算器４００、デイジタル・アナログ変換器４０
１、デイジタル積分器４０２より成つている。
算器４００、デイジタル・アナログ変換器４０
１、デイジタル積分器４０２より成つている。
タツプ・ウエイトの制御は制御入力を先のデイ
ジタル積分器４０２へ入力することにより、その
積分値が変化し、その変化はデイジタル・アナロ
グ変換器４０１によつてアナログ値の変化となつ
て表われ、掛算器４００を通過する信号の量を制
御することになる。
ジタル積分器４０２へ入力することにより、その
積分値が変化し、その変化はデイジタル・アナロ
グ変換器４０１によつてアナログ値の変化となつ
て表われ、掛算器４００を通過する信号の量を制
御することになる。
第４図はこの発明の漏洩特性を持つタツプの一
実施例のブロツク図を示し、図中４２０，４２
１，４２２の掛算器、デイジタル・アナログ変換
器、デイジタル積分器は第３図の４００，４０
１，４０２と同一のものである。
実施例のブロツク図を示し、図中４２０，４２
１，４２２の掛算器、デイジタル・アナログ変換
器、デイジタル積分器は第３図の４００，４０
１，４０２と同一のものである。
減算器４２３，係数回路４２４が新たに付加さ
れている。今係数回路の係数をαとすると端子５
００２，５００３の間の伝達特性Ｆ（Ｓ）は図よ
り Ｆ（Ｓ）＝α／Ｓ／１＋α／Ｓ＝α／Ｓ＋α となり、これは漏洩特性のある積分器であること
が分かる。
れている。今係数回路の係数をαとすると端子５
００２，５００３の間の伝達特性Ｆ（Ｓ）は図よ
り Ｆ（Ｓ）＝α／Ｓ／１＋α／Ｓ＝α／Ｓ＋α となり、これは漏洩特性のある積分器であること
が分かる。
よつてこのようなタツプを第２図のタツプ４
２，４３に導入したものがこの発明の実施例とな
る。
２，４３に導入したものがこの発明の実施例とな
る。
以上の説明ではタツプ・ウエイトC2の虚部C2I
に対応するもののみ漏洩特性を持つものに代えた
が、より一般的に任意のタツプ・ウエイトCiの虚
部CiIに対応するものをも合わせて代えることも
考えられる。
に対応するもののみ漏洩特性を持つものに代えた
が、より一般的に任意のタツプ・ウエイトCiの虚
部CiIに対応するものをも合わせて代えることも
考えられる。
以上説明したように、この発明によれば等化能
力を犠牲にすることなく、しかも搬送波の位相差
は吸収せず、位相同期装置に優先的に吸収させる
べく動作する自動等化器を提供することができ
る。なお積分器の漏洩量を小さく選ぶことにより
等化器としての能力は損なわれない。
力を犠牲にすることなく、しかも搬送波の位相差
は吸収せず、位相同期装置に優先的に吸収させる
べく動作する自動等化器を提供することができ
る。なお積分器の漏洩量を小さく選ぶことにより
等化器としての能力は損なわれない。
第１図は自動等化器と同期検波用位相同期回路
とが並列に動作している実例を示す図、第２図は
この発明の一実施例を示すブロツク図で、タツプ
４２，４３が漏洩特性を持つ可変タツプであり、
第３図は通常の可変タツプを示す実施例、第４図
はこの発明の漏洩特性を持つ可変タツプの一実施
例を示す図である。
とが並列に動作している実例を示す図、第２図は
この発明の一実施例を示すブロツク図で、タツプ
４２，４３が漏洩特性を持つ可変タツプであり、
第３図は通常の可変タツプを示す実施例、第４図
はこの発明の漏洩特性を持つ可変タツプの一実施
例を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 下記(a)〜(c)より構成される漏洩特性タツプ付
自動等化器。 (a) 搬送波帯信号が入力され後記位相差検出回路
出力にもとづいて可変周波数発振器の発振周波
数を制御し、前記搬送波帯信号を同期検波し、
複素信号を出力する同期検波器、 (b) 前記複素信号が入力されるタツプ付き遅延線
と、前記各タツプ出力に実部CiR、虚部CiI（ｉは
整数）とから成る可変タツプウエイトCiを乗ず
る複素掛算器と、前記各タツプに対応したタツ
プウエイトCi値の更新量を入力とし各CiRとCiI
を出力とする積分器と、前記各タツプ出力に
各々対応して備えられた複素掛算器の出力を加
算し、これを最終出力とする加算器と、前記加
算器出力を識別する識別器とからなり前記タツ
プウエイトの虚部CiIを出力とする積分器の積
分値が時間の経過とともに漏洩するという漏洩
特性を持たせたトランスバーサル型自動等化
器、 (c) 前記識別器の入力信号と出力信号とから、前
記可変周波数発振器出力と前記搬送波帯信号の
搬送波との位相差を検出する位相差検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16153580A JPS5784631A (en) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | Automatic equalizer with leakage characteristic tap |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16153580A JPS5784631A (en) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | Automatic equalizer with leakage characteristic tap |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5784631A JPS5784631A (en) | 1982-05-27 |
| JPH021409B2 true JPH021409B2 (ja) | 1990-01-11 |
Family
ID=15736938
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16153580A Granted JPS5784631A (en) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | Automatic equalizer with leakage characteristic tap |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5784631A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6093862A (ja) * | 1983-10-27 | 1985-05-25 | Nec Corp | 遅延検波器 |
-
1980
- 1980-11-17 JP JP16153580A patent/JPS5784631A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5784631A (en) | 1982-05-27 |
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