JPS5951238B2

JPS5951238B2 - 逆並列接続サイリスタ変換器の制御装置

Info

Publication number: JPS5951238B2
Application number: JP52035314A
Authority: JP
Inventors: 清中村; 正義井坂
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1977-03-31
Filing date: 1977-03-31
Publication date: 1984-12-12
Also published as: JPS53121132A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は無循環電流方式の逆並列接続サイリスタ変換器
の制御装置に係り、特に正逆切替を安全にかつ短時間に
行うことができる逆並列接続サイリスタ変換器の制御装
置に関する。

５無循環電流方式の逆並列接続サイリスタ変換器は直
流電動機を運転する静止レオナード装置や交流電動器を
運転するサイクロコンバータ装置として、また一般的な
直流電源装置などに広＜使用されている。

この場合、正側サイリスタ変換器と逆側サイリスタ変換
器間の切替制御を安全にかつ短時間に行うことが上記装
置の信頼性および性能向上のために常に重要な課題とな
つている。

即ち、例えば正側変換器が通電中に逆側変換器への通電
指令がきた場合、正側変換器の通電を停止しゲートパル
スを消滅させないで逆側変換器にゲートパルスを与えれ
ば正・逆変換器を介して電源短絡（いわゆる逆並列短絡
）を起こす。

また、変換器がインバータ動作をしているときにサイリ
スタ素子電流が大きく断続するような十分小さい電流（
電流零を含む）になる前にゲートパルスを遮断すれば転
流失敗を起こし短絡電流が流れる危険が大きい。一方、
正逆切替を安全に行うべく切替時間を長＜すると、切替
時間は制御系にむだ時間として作用し、制御系の安定性
や制御精度を悪化させる。

また、逆並列接続サイリスタ変換器をサイクロコンバー
タ装置に使用する場合は、切替時間が長いと変換器の出
力容量の低下や上限周波数の低下など多大な悪影響を与
える。以上のように、無循環電流方式の逆並列接続サイ
リスタ変換器の制御装置では、正側変換器と逆．側変換
器間の切替制御が装置の安全性および性能に多大な影響
を与える。

しかして従来の制御装置は次に述べるように切替時間や
安全性の面で必ずしも満足なものとは言えず、その改良
を待たれていた。

以下に第１図お．よび第２図を用いて従来例について説
明する。第１図は逆並列接続サイリスタ変換器を直流電
動機を運転する静止レオナード装置として使用した従来
例を示すプロツク図で、第２図はその正逆切替操作を説
明するための動作図である。第１図で９，１は逆並列接
続サイリスタ変換器の正側変換器、９２は逆側変換器、
１１は変換器で運転される直流電動機、８は交流電源へ
の接続端子、１は例えば速度制御装置や電流制御装置な
どを有して移相器２へサイリスタの点弧位相を指令し、
無循環電流切替制御回路５へ正逆切替指令を与える自動
制御装置、３および４はそれぞれ正側変換器９１および
逆側変換器９２のサイリスタのゲートにパルスを印加す
る正側パルス増幅器および逆側パルス増幅器、６は変換
器の電流を検出する電流検出器７の信号を入力とし電流
が極めて小さい設定置以下になつたとき出力を生じる電
流零検出器である。ここで、第２図のＴＯの時点で泊動
制御装置１から無循環電流切替制御回路５に与えられる
正逆切替指令５１が正側（図中１レベル）から逆側（図
中ｏレベル）に変わつたとする。

自動制御装置１は正側変換器９１の正側出力電流Ｉｐを
制御して次ｉ第に小さくする。その正側出力電流Ｉｐが
電流零検出器６の設定レベルＩｒｅｆ以下に達するＴ，
の時点で電流零信号５６が出される（図中レベル１）
。この時点Ｔ，では正側変換器９１の正側出力電流Ｉｐ
はまだ完全に零ではないのでひきつづき正側変換器９１
のゲートをオンしておくとともにゲートパルスの位相し
ぽりを開始する（位相しぽり解除指令５２→レベル０
）。そして、正側出力電流Ｉｐが完全に零の状態となる
までの時間Ｔｄ，を経過したＴ。の時点で正側変換器９
１のゲートをオフする（正側ゲートオン指令５３→レ
ベル０）。しかるのち、サイリスタ素子のターンオフタ
イム相当の所定時間Ｔｄ。経過したＴ。の時点で逆側変
換器９２のゲートをオンする（逆側ゲートオン指令５
４→レベル１）とともに電流零検出後行つていた位相し
ぽりを解除する。以上の第２図を用いた動作説明で知ら
れるように、従来例では位相しぽりを電流零検出時点Ｔ
，で開始し、逆側変換器９２のゲートオン時Ｔ。

に解除しているので次のような欠点がある。すなわち、
Ｔ。の時点で正逆切替指令５１がでてもただちに強制的
にゲートパルスの位相しぼりを行なつていないので電流
零検知までの時間（Ｔ。〜Ｔ，）が長くなる。また、変
換器停止後もひきつづいて位相しぼりを行ない、（第
２図Ｔ，〜Ｔ。）逆側変換器９２のゲートオン時Ｔ。に
位相しぼりを解除しているので、逆側変換器９２のゲー
トターンオン後の電流の立上りが悪く（遅く）なる。
本発明は、逆並列接続サイリスタ変換器の制御装置にお
いて、変換器の切替時間が短い制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明は、正逆切替指令が出た時点から直ちにゲートパ
ルスの位相しぼりを開始し、通電電流零（ほぼ零も含む
）検出後所定時間経過した時点で変換器のゲートパルス
を消滅させ、このゲートパルスの消滅と同時或は所定時
間経過後に位相しぼりを解除し、更に所定時間経過して
から反対側変換器のゲートを付勢するようにしたもので
ある。

又、前記ゲートパルスの消滅以後の通電指令がそれまで
通電していた側とは反対側の変換器へのものであるとき
は前記したように構成し、それまで通電していた側の変
換器へのものであるときには、直ちにそれまで通電して
いた側の変換器のゲートパルスを付勢し、同時に位相し
ぼりも解除するように構成することにより、通電指令が
戻つたときの制御動作の無駄を防ぐことができる。以下
に本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。第３図
は本発明の一実施例を示す図であり、電流パターンに基
づいて逆並列接続サイリスタ変換器を制御し負荷に電流
を通電する制御装置のブカツク図である。

第３図において２１は入力端子２０から与えられる電流
パターンと増幅器２２の出力である負荷電流を比較して
電流を制御する電流制御装置、２はゲートパルスの位相
を調節する移相器、３および４はそれぞれ正側変換器９
１および逆側変換器９２のサイリスタのゲートにパルス
を印加する正側パルス増幅器および逆側パルス増幅器、
８は交流電源端子、１１０は変換器の負荷、７］および
７２はそれぞれ正側変換器９１および逆側変換器９２の
電流を検出する電流検出器、１０は電流パターン２０の
極性に応じて正側変換器９１への通電指令ＷＰおよび逆
側変換器への通電指令ＷＮを発生する通電指令回路で、
後述する第５図の一部にその具体例を示してあり、周知
のものである。

６１および６２は正側変換器および逆側変換器の電流零
検出器（前述のように完全な電流零を検出することは不
可能に近く比較的小さい電流を検出する検出器である）
，５０は無循環電流切替制御回路であり正逆通電指令Ｗ
ＰおよびＷＮならびに正逆電流零検出信号ＺＰおよびＺ
Ｎを入力とし正逆変換器９１，９２へのゲートパルスの
分配信号ならびに強制的なゲートパルスの位相しぼり信
号を作成する回路である。

無循環電流切替制御回路５０は、通電指令ＷＰと電流零
検出信号ＺＰとを受けるノアゲートＡ１とＡ１の出力を
受けるノツト回路Ａ２とＡ２の出力を受けて第１の所定
時間（Ｔ２ｔｌ）だけ出力するタイマーＡ３とＡ１とＡ
３の出力を受けるナンドゲートＡ４とから構成され正側
変換珊９１の電流零検出後第１の所定時間経過した時点
でルベルＯとなる論理回路（以下これらＡ１〜Ａ４で構
成される回路を論理回路Ａと称する）と、論理回路Ａと
同様に通電指令ＷＮと電流零検出信号ＺＮとを受けるノ
アゲートＢｌ，ノツト回路Ｂ２，第１の所定時間（Ｔ２
−ｔ１）だけ出力するタイマーＢ３，ナンドゲートＢ４
から構成され逆側変換器９２の電流零検出後第１の所定
時間経過した時点でレベルＯとなる論理回路（以下これ
らＢ１〜Ｂ４で構成される回路を論理回路Ｂと称する）
と、夫々論理回路Ａ又はＢの出力レベルがＯになつた後
第２の所定時間（Ｔ３−Ｔ２）だけ出力レベル０となる
タイマーＣ及びＤと、ナンドゲートＥ１とノツト回路Ｅ
２とから構成され論理回路Ａの出力及び゛タイマーＤの
出力のいずれもがレベル１で゛かつ逆側変換器９２のゲ
ートパルスが付勢されていないときにレベル１となる論
理回路（以下これらＥ１及びＥ２で構成される回路を論
理回路Ｅと称する）と、論理回路Ｅと同様にナンドゲー
トＦ１とノツト回路Ｆ２とから構成され論理回路Ｂの出
力及び゛タイマーＣの出力のいずれもがレベル］で゛か
つ正側変換器９１のゲートパルスが付勢されていないと
きにレベル１となる論理回路（以下これらＦ１及び下．
で構成される回路を論理回路Ｆと称する）と、ノツト回
路Ｇ１：Ｇ４，ノアゲートＧ２，Ｇ５，オアゲートＧ３
で構成され通電指令ＷＰ又はＷＮがレベル０となつてか
らその通電指令に対応した論理回路Ａ又はＢの出力がレ
ベル０になるまでサイリスタ変換器のゲートパルスの位
相しぼり信号を出力する論理回路（以下これらＧ１〜Ｇ
５で構成される回路を論理回路Ｇと称する）とからなる
。なおゲートパルスの位相しぼり信号は論理回路Ａ又は
Ｂの出力レベル０と同時にレベルＯとなるのでなく、若
千延長して前記タイマーＣ又はＤで定まる第２の所定時
間（Ｔ３−Ｔ２）の間（但しＴ３より前）でルベル０と
なるようにすることができる。つまり、位相しぼりの解
除が逆側ゲートのオン指令より前に行なわれるようにす
れば良いからノである。上記無循環電流切替制御回路５
０の作動を第４図の信号波形図を用いて説明する。

電流パターン信号２０が図のように正側から負側に変る
場合を例にとる。

ＴＯの時点で電流パタ一ンの極性が変わると正側の通電
指令ＷＰはレベル０に、また逆側の通電指令ＷＮはレベ
ル１に切替わる。このとき正側変換器９１には電流Ｉｐ
が流れており電流零検出器６１の出力信号ＺＰはレベル
１にある。従つてノアゲートＡ１の出力信号はひきつづ
きレベル０で゛ありナンドゲートＡ，の出力もレベル１
を保つている。一方負エツジトリガのモノマルチで構成
されるタイマーＤの出力（インバース出力端子で平常時
レベル１，入力が１からｏに変化したときレベルがｏに
なりモノマルチの回路定数で定まる所定の時間経過後再
びレベル１に戻る）がレベル１，ナンドゲートＦ１の出
力がレベル１にあるのでナンドゲートＥ，の出力もレベ
ル０を持続するので、ノツト回路Ｅ。の出力はひきつづ
きレベル１でゲートパルスアンプ３は正側変換器９１を
付勢しつづける。一方、ノツト回路Ｇ１の出力はゲート
Ａ４の出力がレベル１で゛あるのでレベル０であり、従
つて、正側通電指令ＷＰがレベル０になるとノアゲート
Ｇ。の出力はレベルｏからレベル１に変化する。よつて
、この時点ＴＯからオアゲートＧ３の出力はレベル１と
なり、移相器２に強制的にゲートパルスの位相しぼり指
令が与えられる。ゲートパルスの位相が強制的にしぼら
れるので正側変換器９１の電流Ｉｐは急速に減少し、電
流零検出器６１の比較レベルに達したＴ，の時点で、検
出器６１の出力信号ＺＰのレベルは１から０に変化する
。このためノアゲートＡ，の出力レベルは０から１に変
化しインバータＡ２の出力レベルは１から０に変化する
。このため負エツジトリガのモノマルチで構成されるタ
イマーＡ，（出力端子はインバース端子）の出力レベル
は】から０に変わる。よつてナンドゲートＡ，の出力は
ひきつづきレベル１で後段のゲートの状態は変わらず、
ひきつづきゲートシフト状態で正側変換器９１が付勢さ
れている。タイマーＡ。の設定時間（第１の設定時間）
に達したＴ。の時点でＡ。の出力レベルは１に戻り、こ
のためナンドゲートＡ，の出力レベルは１からｏに変化
する。従つて、ナンドゲートＥ１の出力レベルは１に、
またインバータＥ。の出力レベルは０になり正側変換器
９１へのゲートパルスの付勢は停止される。また、ノツ
ト回路Ｇ，の出力レベルが１になるのでノアゲートＧ２
の出力レベルは０に、オアゲ＝トＧ。の出力レベルは０
となり位相しぼりもこのＴ。の時点で同時に解除される
。なお、このＴ。の時点でナンドゲートＡ，の出力レベ
ルが１からｏに変化するので、負エツジトリガのモノマ
ルチで構成されるタイマーＣの出力レベル（出力端子は
インバース端子）は１からｏに変わる。一方、逆側通電
指令ＷＮはＴ。

からレベル１になつているので゛ノアゲートＢ１の出力
レベルは０に、またナンドゲートＢ４の出力レベルは１
になつている。しかし、Ｔ。の時点まではナンドゲート
Ｅ，の出力レベルが０で゛あり、また、Ｔ。からタイマ
ーＣの設定時間Ｔ３まではタイマーＣの出力レベルがｏ
で゛あるため、ナンドゲートＦ，の出力レベルはひきつ
づき１に、またノツト回路Ｆ２の出力レベルは０であり
逆側変換器９２のゲートは付勢されず、両変換器のゲー
トパルスは停止状態にある。そして、タイマーＣの出力
レベルが１に復帰するとナンドゲートＦ１の入力信号レ
ベルはすべて１となり、その出力レベルは０になる。従
つてノツト回路Ｆ。の出力が１となりゲートパルス増幅
器４は逆側変換器９２へゲートパルスを与え逆側変換器
９２による通電が開始される。ＩＮは逆側変換器９２の
電流を示す。この実施例では以上のようにして正逆変換
器の切替が行われる。なお上記無循環電流切替制御回路
５０で論理素子Ｂ，〜Ｂ，は論理素子Ａ，〜Ａ。と、ま
た論理素子Ｇ，，Ｇ。は論理素子Ｇ，，Ｇ。と同じであ
り、逆側変換器通電中に正側変換器に切替える場合も動
作は上述と同様であるので説明は省略する。以上のよう
に本実施例によれば、通電指令が変ノ化した時点から直
ちにゲートパルスの位相を強制的にしぼるので変換器電
流を急速に減少でき、よつて正逆切替時間を大幅に短縮
できる。

また、ゲートノゞルスのしぼり指令を変換器のゲートパ
ルス付勢より手前に解除しているので、移相器２は通丁
電指令による点弧位相をゲートパル又増幅器に与えてお
り、変換器はゲートパルスで直ちに付勢されるので通電
電流の立上りは遅れることな＜速やかに通電される。こ
のことは正逆切替時間を短縮したことと同様の効果があ
る。さらに、上記実施例の無循環電流切替制御回路によ
れば、第４図の信号波形図のＴ。

〜Ｔ。の間両変換器のゲートパルスを停止中に再びこれ
まで通電していた側の通電指令が与えられたとすると直
ちに（即ちＴ。の時点まで待つことなく）変換器のゲー
トスタートが可能である。すなわち、タイマーＣ，Ｄの
出力はそれぞれ相手側のゲートを遅延させる作用をもつ
ので、同じ側の変換器の再起動は直ちに行なうことがで
きるものである。このことは、例えば零付近の負荷電流
を制御する必要があ，る場合に制御動作のむだ時間が小
さくなるので制御性能が改善される効果がある。なお、
論理回路Ｇを第２図に示す動作特性を持つ従来の制御装
置に付加し、正逆切換指令５１をＧ２に入力し、同じ正
逆切換指令５１をノツト回，路で反転したものをＧ５に
入力しゲートオン指令５３，５４を夫々Ｇｌ，Ｇ４に入
力することによつても、通電指令と同時に位相しぼりを
行ない、それまで通電していた側の変換器のゲートパル
スのオフと同時に位相しぼりを解除させることができる
。

この場合でも位相しぼりの解除は、タイマー等によつて
若千延長させることができる（但しＴ３より前まで）。
なお、上記実施例では正側および負側の電流零検出のた
めに電流検出器を２組設けたが、これは後述する第５図
の別の実施例で示すように負荷側に設けた１組の電流検
出器を用いてもよいし、交流電源側に電流検出器を設け
て（図示していない）行つてもよい。

この場合、電流検出器だけで通電電流の極性が不明の場
合（例えば交流電源の端子８側で変換器電流を検出する
場合）は例えば電流パターンの極性を利用したり、また
はゲートパルス増幅器へのゲート分配信号などを利用す
れば容易に通電電流の極性を識別できる。すなわち、第
３図のように電流検出器を２組用いなくても正側および
負荷の電流零信号ＺＰおよびＺＮを作成することは容易
にできる。ここで、第３図の実施例のごとく電流検出器
を２組設けた場合は無循環電流切替制御回路５０の中に
波線で示すごとくの回路を付加すれば逆並列短絡が生じ
た場合初期の段階で回復することが可能となる。

すなわち、ノイズによる誤点弧などで逆並列短絡が発生
すると短絡電流が小さいレベルで電流零信号ＺＰ，ＺＮ
はいずれもレベル１となり、アンドゲートＨ１の出力レ
ベルは１となる。そこで゛正エツジトリガのモノマルチ
Ｈ２の出力（出力端子はノーマル端子）レベルは所定の
時間１となりオアゲートＧ３を介して移相器２に強制的
にゲートパルスの位相しぼり指令を発し短絡電流を零と
する。モノマルチＨ２は電流が完全に零となり、サイリ
スタが逆阻止能力を回復するに十分な時間出力レベルを
保持するように時間設定する。このように、正逆変換器
の電流零信号を用いれば軽微な逆並列短絡は自動的に回
復することができ、重大な逆並列短絡に進んで装置全体
の運転を停止するような事態を回避できる。なお、第３
図の実施例で無循環電流切替制御回路５０の中の論理回
路は本発明の主要な動作を説明するための一例であり、
論理回路の種々の変形が考えられるのは言うまでもない
。

また第３図の論理回路において、論理素子の動作時間の
ばらつきが比較的大きい素子を使用する場合は、例えば
論理素子Ａ１（Ｂ１）とＡ４（Ｂ４）との間５０１（５
０３）や論理素子Ａ４（Ｂ４）とＥ１（Ｆ１）との間５
０２（５０４）などに多少の遅れ時間要素（例えば抵抗
とコンデンサからなる一次遅れやノツト回路素子を２段
直列に入れるなど）を入れて論理回路動作の協調をとる
ことなどは論理回路作成技術上のことがらであるのでこ
こでは上述の程度を述べるにとどまる。第５図は本発明
の別の実施例であり、逆並列接続サイリスタ変換器で交
流電動機を運転する制御装置のプロツク図である。

第５図で第３図と同じ記号を付した部分は第３図と同様
であるので説明は省略する。

誘導電動機又は同期電動機などの交流電動機１１１（Ｕ
，Ｖ，Ｗの３相、Ｎは中性点）は電動機の運転状態応じ
て３相の電流パターンを発生する自動制御装置２６の交
流波形パターンおよび電流値基準２７に基づき９０１〜
９０３の制御装置で駆動される。プロツク９０２〜９０
３は９０１と同様で゛あるので内部は省略した。Ｕ相の
プロツク９０１内について説明するに、電流制御装置２
１は、波形パターンの絶対値をつくる絶対値回路２３の
出力と電流の大きさを指令する電流値基準２７を掛算器
２４で掛算した信号を入力基準とし、負荷電流検出器７
０の検出信号の絶対値を絶対値回路２５で求めてこれを
帰還信号として比較し、サイリスタ変換器のゲートパル
ス位相を調節し、よつて負荷電流を制御する。無循環電
流切替制御回路５０は通電指令回路１０からの正側通電
指令ＷＰおよび逆側通電指令ＷＮならびに正側電流零検
出器６１の出力信号ＺＰおよび逆側電流零検出器６２の
出力信号ＺＮを入力信号として前述のごとく正逆切替制
御を行う。通電指令発生回路１０は次のごとく構成され
ているので変換器の起動・停止ならびに電動機の力行・
制動運転の切替えを円滑に行うことができる。

すなわち、交流波形パターン、起動・停止信号２８およ
び力行・制動指令２９を入力信号とし、起動時の信号２
８のレベルを１にとればノツト回路１５の出力レベルは
０で゛あり、ノアゲート１７および１８の出力は排他的
オアゲート１４の出力レベルに応じて交互に１および０
と変化する。ここで、力行・制動指令２９のレベルが１
で力行状態のときは、排他的オアゲート１４の出力レベ
ルは交流波形パターンの極性検出器１３の信号に応じて
、波形パターンが正のサイクルはレベル０に、負のサイ
クルはレベル１に変化する。従つて正側通電指令は波形
パターンが正のときはレベル１に、波形パターンが負の
ときはレベル０となり、波形パターンの極性と通電指令
の動作は一致して運転される。一方、力行・制動信号２
９の．レベルを０とし制動指令を与えると先とは逆に、
波形パターンが正のときは逆側通電指令のレベルが１と
なり、波形パターンが負のときは正側通電指令のレベル
が１となり、波形パターンの極性と通電指令の動作は逆
になる。従つて電動機電流はノ逆相となり制動運転され
ることになる。次に、起動停止指令信号２８のレベルを
０として停止指令を与えるとノアゲート１７および１８
の出力レベルはいずれも零となり、これに基づき無循環
電流切替制御回路５０は変換器のゲートパルスの位相ｊ
を強制的にしぼり（第３図および第４図を用いて前述
したように通電指令が零に変わると強制的に位相しぼり
を開始する）通電電流を零とした後変換器のゲートパル
スは停止される。以上述べたように、第３図で示した無
循環電流Ｊ切替制御回路を用いた場合は、その通電指令
信号として第５図に示したような通電指令回路１０を用
いれば、変換器の起動・停止および力行制動の切替操作
を簡単にかつ円滑に行うことができる。

なお、電流値基準２７として力行および制動に４対応し
て極性を変えた両極性の信号を用いる場合は第６図に示
すごとく、極性判別器３０を設けて電流基準値２７の極
性を判別し力行・制動指令２９を作成するのが簡単でよ
い。一方、第５図中に示すごとく通電指令回路１０は絶
対に正側通電指令および逆側通電指令のレベルを同時に
１とすることがないように構成するが、より一般的には
正逆通電指令が同時に入力さ丁れても両変換器に同時に
ゲートパルス付勢指令を出さぬよう無循環電流切替制御
回路内で対策してあれば逆並列短絡事故に到らず安全で
ある。

さらに、この場合これまで通電していなかつた側のゲー
トパルス付勢を阻止し、これまで通電していたフ側のゲ
ートパルス付勢は停止せずにひきつづき行なうようにす
れば、転流失敗を起こすことがなく更に安全となる。第
３図で無循環電流切替制御回路５０は上述のような逆並
列短絡防止、転流失敗防止対策がなされた回路構成がと
られている。

すなわち、図示のごとく正逆変換器のゲートパルスの付
勢・停止指令のゲートにあたるナンドゲートＥ１および
下，はそれぞれ相手側の出力を自分の入力条件の一うと
しているので、正逆通電指令ＷＰおよびＷＮが同時にレ
ベル１の状態が存在してナンドゲートＡ，およびＢ。の
出力レベルが共に１で゛あつても、それまで゛例えばナ
ンドゲートＥ，の出力レベルが０で正側変換器のゲート
パルスが付勢されている場合は、ナンドゲートＦ，はナ
ンドゲートＥ，の出力を入力の１つとしているためその
出力レベルは１であり、よつてインバータＦ，の出力は
０で逆側の変換器へのゲートパルス付勢は阻止されるの
で逆並列短絡が防止される。また、通電中の変換器のゲ
ートパルスはひきつづき接続されるので転流失敗が起こ
らず安全である。以上の本発明の制御装置の制御動作お
よびその作用効果の要約を従来の制御装置との対比にお
いて以下に説明する。

第７図Ａに従来の制御装置の動作波形、同図Ｂに本発明
による制御装置の動作波形を示す。いま、同じ電流パタ
ーン信号２０が与えられた場合を考える。

電流パターン信号２０が正から負に切替わつた時刻Ｔ。
で正逆切替指令Ｗｐが’“ １’’から’’０’’レベ
ルに切替る。この点は従来（第７図Ａ）でも同じであり
、正逆切替指令５１が’“ ｌ’’から’“０’’レベ
ルとなる。しかし、本発明の場合、正逆切替指令ＷＰ（
７）Ｔ。の時刻において、オアゲートＧ，の出力信号（
位相しぽり解除指令）を“’ １’’とし、強制的なゲ
ートシフト（位相しぼり）指令を発生させる。これに
より正側出力電流１ｐが第７図Ｂに示すように減少を開
始する。これに対して従来では（第７図Ａ）時刻ｔ１で
位相の絞り込みを開始している。このようにして、正側
出力電流１ｐが電流零の検出レベルＩｒｅｆ（理想的に
は零であるが、実際には有限値となる。）に致ると電流
零検出信号Ｚｐが出力されるが、上述のようにして正側
電流１ｐの減少が速くなるので、従米に比べて電流零検
出時刻ｔ１が早くなる。まず、この点において、切替制
御時間（ＴＯ−Ｔ３）の短縮が可能である。次に、電流
零検出時刻ｔ１の後、正側電流１ｐは時刻Ｔ２で完全に
零になるが、先にも述べたように、正側電流１ｐの減少
が早いので、従来に比べて早く零に到達する。

一方、従来の場合は電流パターン信号２０の減少率や大
きさにより正側電流１ｐの減少率が変つてくるため、変
換器のサイリスタを完全に抑制して電流零にするまでの
時間Ｔｄｌ（ｔ１〜Ｔ２）は本発明に比べて長くなる。
したがつて、この点においても、切替制御時間（ＴＯ−
Ｔ３）の短縮が可能である。次に、時刻Ｔ２からＴ３ま
での時間Ｔｄ２は、正側変換器９１のサイリスタが完全
に阻止能力を回復してから、逆側変換器９２のサイリス
タをオンさせて正逆側変換器間の逆並列短絡を防止する
ための時間であるからサイリスタのターンオフ時間以上
必要であり、したがつて、この点については従来も本発
明も変りはない。

次に、位相しぼりの解除については、従来では時刻Ｔ３
で行つていた（第２図，第７図Ａ）が、本発明では逆側
変換器９２のサイリスタが０Ｎとなる時刻Ｔ３より前の
時刻Ｔ２にて行つている。

位相しぼり、すなわちゲートシフトはサイリスタの出力
電圧を負側最大にすることを意味し、従来の時刻Ｔ３ま
までは負側電流１Ｎの立上りが遅れるのに対して、本発
明の場合には時刻Ｔ３より事前（時刻Ｔ２）に位相しぼ
りを解除しているため立上りが早くなることが明らかで
ある。この状態を第８図に示す。第８図Ａは従来の制御
装置による場合の出力電流波形であり、第８図Ｂは本発
明の制御装置により制御した場合の出力電流波形であり
、本発明の場合の方がより早く立上つていることがわか
る。以上詳細に説明したように、本発明は正逆切替指令
が出た時点から直ちにゲートパルスの位相しぼりを開始
すると共に通電電流零検出後所定の時間までひきつづき
位相しぼりを持続し、所定時間経たらこの時点で変換器
のゲートパルスを消滅すると同時に或はそれより所定時
間経た時点で位相しぼりを解除し、つづいて一定時間経
過してから逆側の変換器のゲートを付勢するようにして
いるので、正逆切替時間を短くかつ切替後の電流の立上
りを良くすることができ、これにより制御性能を大幅に
向上した逆並列接続サイリスタ変換器の制御装置を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来制御装置のプロツク図、第２図は従来装置
の動作を説明するための信号波形図、第３図は本発明制
御装置の一実施例を示すプロツク図、第４図は上記実施
例の動作を説明するための信号波形図、第５図は交流電
動機を制御する本発明の別の実施例を示すプロツク図、
第６図は第５図の実施例装置に極性判別器を設けたもの
の一部を示すプロツタ図、第７図Ａは従来の制御装置の
制御動作波形図、Ｂは本発明による制御装置の制御動作
波形図、第８図Ａは従来の制御装置による変換器の出力
電流波形図、Ｂは本発明の制御装置による変換器の出力
電流波形図である。２・・・移相器、３，４・・・パルス増幅器、１０・・
・通電指令回路、５０・・・無循環電流切替制御回路、
６１，６２・・・電流零検出器、７１，７２・・・電流
検出器、Ａｌ，Ｂｌ，Ｇ２，Ｇ５・・・ノアゲート、Ａ
２，Ｂ２，Ｇ］，Ｇ４，Ｅ２，Ｆ２・・・ノツト回路、
Ａ３，Ｂ３，Ｃ，Ｄ，Ｈ２・・・タイマー、Ａ４，Ｂ４
，Ｅｌ，Ｆｌ・・・ナンドゲート、Ｇ３・・・オアゲー
ト、Ｈ１・・・アンドゲート、ＷＰ，ＷＮ・・・通電指
令、ＺＰ，ＺＮ・・・電流零検出信号。

Claims

【特許請求の範囲】１通電指令に応じて負荷に所定方向の電流を流す正側
変換器と、これに逆並列接続され通電指令に応じて負荷
に前記方向と反対方向に電流を流す逆側変換器とで構成
されるサイリスタ変換器において、サイリスタ変換器の
通電指令を発する回路と、サイリスタ変換器の通電電流
零を検出する回路と通電指令が切替つてから通電電流の
ほぼ零検出後出力電流が完全に零になるまでの時間経過
した時点でそれまで通電していた側の変換器のゲートパ
ルスをオフし、更にそれよりサイリスタ変換器のターン
オフ時間経過した時点で反対側の変換器のゲートパルス
をオンさせる電流切替制御回路と、通電指令の切替と同
時に変換器のゲートパルスの位相しぼりを開始し、前記
それまで通電していた側の変換器のゲートパルスのオフ
と同時に或はそのゲートパルスのオフより後で反対側の
変換器のゲートパルスのオンより前に位相しぼりを解除
する手段を備えたことを特徴とする逆並列接続サイリス
タ変換器の制御装置。２通電指令に応じて負荷に所定方向の電流を流す正側
変換器と、これに逆並列接続され通電指令に応じて負荷
に前記方向と反対方向に電流を流す逆側変換器とで構成
されるサイリスタ変換器において、サイリスタ変換器の
通電指令を発する回路と、サイリスタ変換器の通電電流
零を検出する回路と、通電指令が切替つてから通電電流
のほぼ零検出後出力電流が完全に零になるまでの時間経
過した時点でそれまで通電していた側の変換器のゲート
パルスをオフし、このゲートパルスオフ以後の通電指令
が、それまで通電していた側の変換器へのものであると
きは直ちにそれまで通電していた側の変換器のゲートパ
ルスをオンし、それまで通電していた側とは反対側の変
換器へのものであるときは前記それまで通電していた側
の変換器のゲートパルスのオフからサイリスタ変換器の
ターンオフ時間経過した時点で反対側の変換器のゲート
パルスをオンする手段と、通電指令の切替と同時に変換
器のゲートパルスの位相しぼりを開始し、前記手段によ
つて、それまで通電していた側の変換器のゲートパルス
がオンしたときはそのオンと同時に、それまで通電して
いた側と反対側の変換器のゲートパルスがオンしたとき
は前記それまで通電していた側の変換器のゲートパルス
のオフと同時に或はそのゲートパルスのオフより後で前
記反対側の変換器のゲートパルスのオンより前に位相し
ぼりを解除する手段とを備えたことを特徴とする逆並列
接続サイリスタ変換器の制御装置。